Принципы обратной моноимпульсной радилокации в задачах построения помехоустойчивых и живучих систем самонаведения

Введение

В полуактивных или активных радиолокацион­ных системах самонаведения зенитных ракет­ных комплексов (ЗРК) и систем (ЗРС) средней и большой дальности действия величина оши­бок измерения координат и параметров цели уменьшается с сокращением расстояния меж­ду ракетой и целью. Независимо от принципа построения системы самонаведения - система самонаведения в чистом виде или комбинация системы самонаведения и командной радиоли­нии управления (сопровождение цели через ра­кету) - ключевым информационным элементом зенитной ракеты является радиолокационная головка самонаведения (РГС).

В РГС, как правило, используются либо классические моноимпульсные схемы постро­ения радиолокационных устройств [1, 2, 3], либо схемы со скрытым сканированием (моноконические пеленгаторы) [4], формируе­мые из моноимпульсных устройств за счёт уплотнения пространственных каналов. Глав­ной особенностью моноимпульсных систем является способность путём сравнения ам­плитуд или фаз сигналов, принятых с помо­щью специальной антенны, почти мгновенно определять угловые рассогласования объекта локации (цели) относительно равносигналь­ного направления (РСН). Благодаря принципу многоканальности антенны в режиме приёма возможно мгновенное выделение угловых рас­согласований, принятых пространственными каналами с отличающимися характеристика­ми, основанное на разности фаз или ампли­туд. Такой принцип построения обеспечивает нечувствительность моноимпульсного радио­локатора к различным помехам, уводящим по направлению, если, конечно, они не вынесены за пределы геометрии цели.

Однако достоинство моноимпульсных радиолокационных устройств, заключающееся в мгновенности измерения угловых рассогла­сований, сразу же превращается в недостаток, как только речь идёт о помехах, которые, буду­чи поставлены из точек, вынесенных за геоме­трические размеры цели, искажают амплитуд­но-фазовое распределение электромагнитного поля на апертуре антенны. Такими помехами могут быть точечные по пространству помехи, спектральные составляющие которых полно­стью совпадают со спектром отражённого от цели сигнала, т. е. имитирующие помехи с полностью совпадающими параметрами (даль­ность, частота Доплера) или шумовые помехи (прямошумовая или модулированная).

Известные методы подавления по­мех [5], применяемые в радиолокационных устройствах с использованием дополнитель­ных приёмных каналов, обеспечивают эф­фективную компенсацию шумовых помех по боковым лепесткам диаграмм направленно­сти (ДН) антенн [6, 7]. Методы компенсации, основанные на использовании выборочных пространственно-временных оценок простран­ственной корреляционной матрицы, не обеспе­чивают подавления мощных имитирующих по­мех ввиду их сильной корреляции с полезным сигналом. Знание направления на источник помехи, действующий по боковым лепесткам, также не даёт возможности её скомпенсиро­вать, т. к. значения комплексных характеристик направленности (ХН) боковых лепестков на практике трудно измерить. Кроме того, ком­плексные ХН всё время меняются в зависимо­сти от внешних условий.

При компенсации помехи в основном ле­пестке результирующая комплексная ХН про­странственного канала (суммарного, разност­ного или парциального) представляет собой взвешенную сумму комплексных ХН исходно­го и компенсационного каналов. При исполь­зовании для компенсации помех одного и того же канала во всех исходных пространственных каналах моноимпульсного пеленгатора (МИП) положение фазовых центров результирующих каналов изменяется так, что применение обыч­ных методов моноимпульсной радиолокации приводит к искажениям пеленгационной ха­рактеристики (ПХ), так что теряется возмож­ность измерения угловых рассогласований. В этом случае ПХ МИП теряет форму нечётной функции.

Цель данной работы - обосновать не­обходимость применения в ЗРК и ЗРС моноимпульсных радиолокационных систем об­ратного типа, которое позволит существенно повысить их помехоустойчивость и живучесть в условиях применения противорадиолокационных ракет.

Принципы построения и свойства обратных моноимпульсных систем

В классических моноимпульсных системах угловая информация извлекается из мгновен­ных разностей амплитуд или фаз волн приня­тых сигналов, отражённых от объекта локации. Для этого формируются либо парциальные, либо суммарные и разностные диаграммы на­правленности (ДН) антенны, позволяющие после оптимальной обработки сигналов в при­ёмных трактах сравнить отклики оптималь­ных фильтров на предмет разностей фаз или амплитуд.

На современном этапе развития радио­локационной техники широко применяются схемы многоканальных радиолокационных систем (РЛС) с цифровыми приёмо-передаю- щими модулями (НИМ), состоящими из анало­гового приёмопередатчика, цифроаналогового преобразователя (ЦАП) и аналого-цифрового преобразователя (АЦП) (рис. 1). В цифровой части методами прямого цифрового синтеза либо с помощью генерации числовых последо­вательностей заданной частоты формируются цифровые сигналы, преобразуемые в анало­говую форму с помощью ЦАП. Аналоговый сигнал усиливается и преобразуется на не­сущую частоту с помощью усилительно-пре­образовательной цепочки передатчика (ПРД), а принятый сигнал усиливается и преобразу­ется на промежуточную частоту с помощью супергетеродинного приёмника (ПРМ). Для формирования гетеродинных и опорных частот используется блок задающих, гетеродинных и опорных сигналов (БЗГОС). Развязка между приёмником и передатчиком выполняется с по­мощью циркулятора (Ц) совместно со специ­альными устройствами коммутации из состава ПРД и ПРМ. На промежуточной частоте при­нятый сигнал преобразуется в цифровую фор­му с помощью АЦП и поступает в цифровую часть для дальнейшей обработки. При наличии многоканальной РЛС с цифровым формирова­нием и обработкой сигнала можно реализовать другой принцип построения моноимпульсной системы, которую назовем обратной.

Обобщённая моноимпульсная система обратного типа

Под обратной моноимпульсной системой бу­дем понимать такую радиолокационную систе­му, в которой сигнал излучается с помощью суммарной, разностных или парциальных (сек­торных) ДН, а принимается только суммарной ДН. Допустим, что система состоит из пере­дающих каналов (r=1,2,...R), каждый из кото­рых через диаграммообразующую схему (ДОС) формирует при излучении комплексную ХН  - амплитудная ХН; φ_r (ε, β) - фазовая ХН (рис. 2). Модель узкополосного зондирующего сиг­нала канала с номером r, для которого частот­ную характеристику антенны можно считать независимой от частоты, представим в виде:  где A_r – амплитуда излучаемого r-м каналом зондирующего сигнала, определяемая мощностью передатчика;

 - комплексная огибающая зондирующего сигнала;

U(t) - амплитудная модуляция зондирую­щего сигнала;

∆f(t) - частотная модуляция;

∆φ(t) - фазовая модуляция;

T - длительность временного интервала зондирования канала с номером г (временной интервал между зондированием разных кана­лов при временном разделении каналов);

f_r - несущая частота канала с номером г при частотном разделении каналов;

φ₀ - начальная фаза.

Сигнал, излученный r-м каналом моноимпульсной антенны, отражается от цели с ко­ординатами ε_ц, ß_ц и принимается одновременно R приёмными каналами (r'=1,2,..R') , преобра­зуется в их ППМ на промежуточные частоты, усиливается, затем преобразуется в цифро­вую форму в АЦП, переносится на нулевую частоту с помощью квадратурного цифрового преобразователя частоты вниз и подвергается фильтрации-децимации с шагом дискретиза­ции ∆t, после чего его можно представить в комплексном виде:

- пропор­циональная энергии импульса амплитуда, по­лучаемая на выходе фильтра-дециматора;

P - импульсная мощность передатчика;

G_r - коэффициент усиления r-го канала на передачу;

G_r,- коэффициент усиления r-го канала на приём;

σ - эффективная поверхность рассеяния цели;

D_ц(t)=D₀- Vt - дальность до цели;

D₀ - дальность до цели на момент начала зондирования каналом с номером 0;

V - радиальная скорость цели (при сближе­нии берётся с отрицательным знаком);

- шум приёмника r'-го канала при зондировании r-м каналом.

Если допустить, что амплитуда отражённо­го сигнала А_э(t)=А_э постоянна за время зонди­рования (на самом деле она изменяется незна­чительно), то после оптимальной обработки сигнала (1) с помощью свёртки  в согласованном фильтре с импульсной характеристикой  длительностью K при  получим откли­ки согласованного фильтра:

где  - известная оценка радиальной скорости цели;

 - значение от­счёта собственного шума на выходе согласо­ванного фильтра в момент n=n_ц.

Введём комплексную функ­цию рассогласования по скорости 

которая при = V равна величине, пропорцио­нальной энергии сигнала, т. е. 

Обозначив,  перепишем (2) и получим отклик согласован­ного фильтра канала r' на сигнал, излучённый каналом r':

Зная радиальную скорость с ошибкой  при временном разделении зонди­рований каналов можно скомпенсировать из­менение дальности цели с точностью до фазо­вого сдвига Δφ = (2π/λ)2(V - )· T [8]. Чем точнее измерена радиальная скорость, тем луч­ше компенсация радиальной скорости цели, тем точнее будут оценки пеленгов.

Введём ещё раз некий комплексный ко­эффициент

Выражение (4) является фундаменталь­ной записью, доказывающей наличие угловой

информации о цели в сигнале, закладываемой при передаче (множитель комплексной ХН и при приёме (множитель  При этом во многих практических задачах на довольно корот­ких интервалах зондирования можно считать множитель А_э для всех каналов постоянным.

По сути, приёмные ХН  могут быть произвольными. Главным требованием является их независимость от номеров пере­дающих каналов r. Это означает, что независи­мо от принципа разделения каналов (временное или частотное) ХН приёмных каналов одина­ковы в моменты зондирования или на частотах зондирования с номером r.

Если сигнал может быть принят совокуп­ностью нескольких приёмных каналов с ХН  то затем может быть выполнена ве­совая обработка сигналов вида

с весовыми коэффициентами b_r, так, чтобы для каждого канала зондирования с номером сфор­мировалась при приёме результирующая (сум­марная) ХН вида

обеспечивающая нуль (провал) в направлении источника помех ε_π, β_π [5-7]. Свойство разде­ления ХН на передачу и на приём даёт возмож­ность подавлять помеху в режиме приёма, со­храняя угловую информацию цели в сигналах  с номерами r, излученных каналами r=1,2,3...R.

Ещё одной немаловажной особенностью обратной моноимпульсной системы является возможность использования разнесённых в пространстве пунктов передачи и приёма сиг­налов. Приёмный канал с ХН  или их совокупностью может быть реализован в дру­гой точке приёма, не совмещённой с передаю­щей частью радиолокационной системы. На­пример, в случае с ЗРК или ЗРС передающие каналы могут быть выполнены в РГС ракеты, а приёмные каналы - на радиолокационной станции наведения, работающей в пассивном режиме приёма сигналов РГС, переотражён- ных от цели. Таким образом, можно заклады­вать информацию об угловых отклонениях цели от равносигнального направления РГС в сигнале, принятом на наземном пункте наве­дения, обеспечивая живучесть станции, рабо­тающей в пассивном режиме.

Примеры построения фазовых и амплитудных суммарно-разностных моноимпульсных систем обратного типа

В настоящее время в современной радиоло­кационной технике, осуществляющей сопро­вождение целей, широкое распространение получили фазовые и амплитудные суммарно­разностные системы. Рассмотрим несколько вариантов обратных моноимпульсных суммар­но-разностных систем, отличающихся прин­ципами построения антенн и реализации про­цедур вычисления пеленга. Под процедурами вычисления пеленга будем понимать вычисле­ние аддитивного отношения сигналов, исполь­зуемых в суммарно-разностных системах [1, 2].

Фазовая обратная суммарно-разностная моноимпульсная система

Главная особенность такой системы заключа­ется в наличии антенны, комплексные норми­рованные ХН частей которой

где G₀(ε, β) - амплитудная ХН одной антенны (сектора антенны);

L_x, L_y - расстояния между фазовыми центра­ми антенн в вертикальной (угломестной) и го­ризонтальной (азимутальной) плоскостях [8].

Структурные схемы вариантов фазовой суммарно-разностной системы приведены на рис. 2. На рис. 2а индексы r - номера секторов антенны, из которых с помощью ДОС форми­руются суммарный (Σ), разностный угломест­ный (∆_ε), разностный азимутальный (∆_β) и квадрупольный (КК) каналы при зондировании с ХН 

 Индексы r=1, 2, 3, 4 обозначают те же сектора антенны, с помощью которых формируются приёмные суммарный, разност­ные и квадрупольный каналы с ХН 

Тогда в сигнале (4) вместо ин­ дексов r и r' будут использованы индексы Σ, ∆_ε, ∆_β, КК, т. е., например,  - отражённый от цели обрабатываемый разностным угло­местным каналом на приём δ; сигнал, излучён­ный суммарным каналом Σ на передачу. Для защиты от помех в качестве компенсационного канала, например, может использоваться ква- друпольный канал. В этом случае известными методами адаптивной обработки пар сигналов 

подбираются такие весовые коэф­ фициенты для квадрупольных каналов, кото­рые обеспечивают вычитание помехи при опе­рациях:

Если обозначить результирующую ХН как  то зондирующие сигналы суммарного и раз­ностных зондирующих каналов, принятые ре­зультирующим суммарным приёмным кана­лом, можно представить в виде:

Отношения второго и третьего разност­ных сигналов к суммарному сигналу дают ад­дитивные отношения, с помощью которых вы­числяются пеленги цели:

которые, по сути, определяются отношениями разностных зондирующих ХН к суммарной зондирующей ХН с точностью, определяемой множителями (1 + δξ_ε/1 + δξ_Σ) и (1 + δξ_β/1 + δξ_Σ), где

комплексные ошибки, обратные отношениям сигнал/шум в результирующем канале для со­ответствующих зондирующих каналов. Ошиб­ки пеленга, определяемые шумами, формиру­ются так же, как и в классической моноимпульсной системе, в отличие от кото­рой есть ещё ошибки, определяемые отноше­ниями , суть которых будет рас­смотрена ниже.

При использовании цифровой схемы формирования каналов (рис. 2б) суммарный и разностные зондирующие каналы можно фор­мировать путём введения фазовых поправок на сигналы отдельных антенн так, чтобы сформи­ровать на передачу суммарную и две разност­ные ДН, аналогичные тем, которые сформиро­ваны с помощью ДОС первой схемы (рис. 2а). При приёме для компенсации помехи целесообразно использовать весовую сумму каналов отдельных секторов:

Нетрудно убедиться, что пеленги цели будут определяться выражениями,аналогич­ными (7) и (8), т. к. множители  в чис­лителе и знаменателе сокращаются. Един­ственным отличием будет весовая сумма шумов, определяемая как

где  -   шумы при­ёмников, действующие на выходе согласован­ного фильтра в процессе излучения или на ча­стотах разностных и суммарного каналов.

Амплитудная обратная суммарно-разност­ная моноимпульсная система

Для амплитудной системы ХН отдельных ка­налов будут определяться как

где G₀ (ε, β) - двухмерная нормированная ХН суммарного канала; ε_ск, β_ск - угол скоса парци­альных диаграмм направленности в плоско­стях ε, β (рис. 3 а).

Принцип формирования суммарного и разностных каналов на передачу идентичен аналогичному принципу, рассмотренному для схем фазовых систем (рис. 2). Следует также отметить, что схемы амплитудных и фазовых обратных моноимпульсных систем могут быть реализованы не только с помощью излучения разностным и суммарным каналами, излучать можно с помощью отдельных секторов антенн (в случае фазовой системы) или парциалов (в случае амплитудной системы). Обработка сиг­налов в амплитудной системе отличается от фазовой системы тем, что в выражениях (7) и (8) вместо мнимой части комплексного отно­шения сигналов используется вещественная часть.

В случаях построения амплитудной или фазовой суммарно-разностных систем одним из ключевых является вопрос разделения сиг­налов суммарного, разностных каналов или разделения сигналов секторов или парциалов (рис. 2а, 3 а): если излучает передатчик, под­ключённый к суммарному каналу, то передат­чики, подключенные к разностным и квадру- польному каналам, должны молчать или же излучать на других частотах; если излучает передатчик одного из разностных каналов, то передатчики суммарного и другого разностно­го и квадрупольного каналов должны молчать.

Принцип временного и частотного разделения каналов

Вопрос о разделении каналов возникает, если исходить из принципа построения обратной моноимпульсной системы. Сам по себе такой принцип построения пеленгатора предусма­тривает излучение не только суммарным, но и разностными каналами (либо отдельными сек­торами или парциалами), а приём - одним сум­марным каналом или каналом, представляю­щим весовую сумму сигналов нескольких каналов. Разделить при обработке сигналы суммарного, разностного или парциальных ка­налов и при этом не исказить физические ве­личины (амплитуду или фазу), несущие инфор­мацию об угловом положении цели, можно путём временного или частотного разделения каналов. Анализ выражений для зондирующе­го сигнала предусматривает возможность вве­дения разных частот f_r для каждого r-го зонди­рующего канала или временных задержек T. Рассмотрим оба варианта разделения каналов. Сразу же напрашивается анализ выражений (7) и (8), в которых за скобкой фигурируют отно­шения . Введём номера разност­ных и суммарного каналов r=r_ε, r=r_ß, r=r_Σ. Рас­смотрим первое отношение  Если подставить в него выражение для функции рассогласования по скорости  то получим:

В случае временного разделения каналов частоты их излучения f_Σr, f_εr, f_βr равны несущей частоте f₀, а временные интервалы зондирова­ния отличаются друг от друга на величину T, т. е. T=rT, r=0, 1, 2. В этом случае в выражени­ях (9) и (10) фазы  и множители рассогласования по скорости будут равны  Отношения (9) и (10) трансформируются к виду:

откуда очевидно, что, если не скомпенсировать скорость движения цели V, при обработке, т. е. путём ввода комплексно-сопряженной экспо­ненты с оценкой скорости , то величины (7) и (8) будут иметь угловую ошибку, определяе­мую ошибкой фазы:

Если, например, несущая частота 15 ГГц, вре­мя зондирования одного канала T=20 мс, ошиб­ка измерения скорости 1 м/с, а r_ε=0, r_ß=1, r_∑=2, то δψ_ε=-1440°, а δψ_β=-720°. Отсюда возникает вопрос о необходимости компенсации данных ошибок.

Аналогичная ситуация возникает при ча­стотном разделении каналов. В этом случае T=0 и отношения , определяю­щие методическую ошибку, определяются как:

в которых отношения функций рассогласова­ния  при согласованности импульсной характеристики с сигналом можно представить в виде:

обусловленные, разностью частот Af, прене­брежимо малы. Величины амплитуд в (13) и (14) близки к единице, и отношения функций рассогласования в (13) и (14) также близки к единице, поэтому при частотном разделении каналов методические ошибки определяются в основном наличием разности частот и теку­щей дальностью.

Для компенсации паразитных фазовых набегов можно прибегнуть к способам симме­трирования. Рассмотрим суть такой компенса­ции на примере временного симметрирования.

Излучим сначала сигнал суммарного зон­дирующего канала длительностью T, который после приёма и адаптивной обработки будет иметь вид:

будут совпадать по фазе с точностью до фазовых ошибок, опреде­ляемых собственными шумами. Для вычисления пеленга по другой координате после излу­чения суммарного сигнала необходимо излучить с помощью разностной азимутальной ДН, а затем снова суммарным каналом. Временная диаграмма рассмотренного поряд­ка излучения сигналов показана на рис. 5. Точ­но так же только при частотном разделении каналов можно распределить частоты разност­ных каналов относительно суммарного зонди­рующего канала так, чтобы их частоты распо­лагались симметрично относительно частоты суммарного канала (рис. 6). Это приведет к распределению векторов так же, как это пока­зано на рис. 4.

Заключение

Моноимпульсная система обратного принципа построения имеет недостаток по сравнению с классической системой: её надо синтезиро­вать путём сложения или вычитания резуль­татов обработки сигналов на разных тактах зондирования или на разных частотах. В этом случае возникает естественная необходимость компенсировать фазовые сдвиги сигналов, воз­никающие за счёт временного и частотного разделения каналов. Тем не менее, несмотря на некоторые сложности, обратный принцип построения моноимпульсных систем по срав­нению с традиционной моноимпульсной систе­мой несет в себе два преимущества:

возможно, принимая сигналы одним лишь каналом, использовать всевозможные алгоритмы компенсации помех, выделяя тем самым на их фоне зондирующие сигналы, и на основе их отношения вычислять пеленги цели; алгоритмы выделения угловой информации из сигнала, принятого одним каналом, который модулирован во времени или имеет частотный спектр в соответствии с угловыми рассогласованиями цели, дают возможность строить обратную полуактивную систему на­ведения, в которой излучающим элементом является объект управления, а приёмным- стан­ция управления. В этом случае можно строить скрытые наземные пункты наведения, облада­ющие повышенной живучестью.

Также следует отметить, что использо­вание принципа моноимпульсной системы обратного типа не отрицает одновременного использования принципов классической моноимпульсной обработки сигнала, принимаемого приёмниками цифровой РЛС. Значения оценок пеленгов, полученных с помощью прямой и обратной моноимпульсной обработки, можно комплексировать с алгоритмами определения типа помехи. На основании решающего пра­вила, исходя из помеховой обстановки, ком­пенсировать её, переходя к обратному, клас­сическому принципу, либо применять другие алгоритмы защиты от помехи в зависимости от её типа.

Внедрение в действующие образцы ЗРК и ЗРС вышеуказанных методов потребует толь­ко перепрограммирования приёмо-передающих модулей.