Preview

Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей»

Расширенный поиск

Обратный моноимпульсный доплеровский радиопеленгатор с ортогонально-частотным разделением каналов

Полный текст:

Аннотация

Рассмотрен принцип построения цифрового обратного суммарно-разностного моноимпульсного доплеровского радиопеленгатора с ортогонально-частотным разделением суммарного и разностных каналов. Показано, что такой принцип построения в режиме приёма позволяет компенсировать помеху с направления главного максимума диаграммы направленности без искажения информации об угловых рассогласованиях цели, заложенной в зондирующем сигнале, путём одновременного излучения суммарным и разностными каналами. Приведена зависимость фазовых ошибок измерения угловых рассогласований от разности частот суммарного и разностных каналов.

Для цитирования:


Григорян Д.С., Барсуков С.Н., Шмонов С.В. Обратный моноимпульсный доплеровский радиопеленгатор с ортогонально-частотным разделением каналов. Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей». 2015;(3):11-19.

For citation:


Grigoryan D.S., Barsukov S.N., Shmonov S.V. Reverse monopulse Doppler direction finder with the orthogonal frequency division multiplexing. Journal of «Almaz – Antey» Air and Space Defence Corporation. 2015;(3):11-19. (In Russ.)

Введение

Защитить радиолокационный угловой дискри­минатор от помехи, действующей с направле­ния основных лепестков диаграмм направлен­ности (ДН) антенн, можно, если построить его по схеме обратного моноимпульсного ра­диолокатора [1]. Принцип построения такого радиолокатора (в отличие от традиционного «прямого» моноимпульсного радиолокатора) заключается в том, что на излучение работа­ет не только суммарный канал (излучает ан­тенна суммарного канала), но и разностные каналы (излучают антенны разностных кана­лов). При наличии помехи во время приёма сигналы обрабатываются несколькими неза­висимыми каналами, а результаты оптималь­ной обработки используются для вычисления корреляционной матрицы помехи и её после­дующего подавления весовым суммированием сигналов приёмных каналов. В разностях ам­плитуд и фаз нескомпенсированных сигналов (сигналов, переотражённых от цели), которые излучались суммарным и разностными кана­лами, содержится информация об угловых рассогласованиях цели относительно равносиг­нального направления (РСН). В [1] показано, что отражённые от цели сигналы, излученные суммарной и разностными диаграммами на­правленности, в приёмных каналах обратного моноимпульсного пеленгатора после всех про­цедур преобразования и цифровой корреляци­онно-фильтровой обработки могут быть пред­ставлены в виде дискретных спектров:

- амплитуды сигналов, определяемых уравнением радиолокации (с допущением, что за время обработки её изме­нения во времени не существенны);

P - пиковая мощность передатчика;

σ - средняя эффективная площадь рассея­ния цели на момент отражения пачки импуль­сов;

λ=f/c - рабочая длина волны на частоте f;

λ1=f∆1/c - рабочая длина волны на часто­те f1

λ2=f∆2/c - рабочая длина волны на часто­те f∆2;

f=f0+∆f - частота излучения суммарным каналом Σ;

f1=f0+∆f1 - частота излучения разностным каналом ∆1;

f∆2=f0+∆f∆2 - частота излучения разностным каналом ∆2;

∆f∑(∆1 ∆2) - сдвиг частоты суммарного Σ и разностных ∆1, ∆2 каналов относительно несущей частоты f0 (в частном случае

- комплексные функции рассогласования резонансной частоты k∆F доплеровского фильтра ДПФ - дискретного преобразования Фурье с номером k и частоты Доплера цели

k - индекс частоты(номер доплеровского фильтра ДПФ);

N - количество дискретных отсчётов сиг­нала, следующих с тактом дикретизации ∆t (после выполнения процедур оцифровки с помощью аналогово-цифрового преобразова­теля - AЦП, преобразования частоты вниз и фильтрации-децимации);

∆F=∆t/N - шаг частоты фильтров ДПФ;

n - индекс временных отсчётов;

win(n) - весовая оконная функция [3];

 - оценка радиальной скорости цели;

T - временной интервал разноса излуче­ний суммарным и разностными каналами (при излучении суммарным каналом r=0, при излучении разностными каналами ∆1 ∆2, r=1 и r=2);

- спектры комплексного шума   приёмного канала с номером r' в мо­мент излучения суммарным или разностными каналами.

В [1] показано, что при временном раз­делении суммарного и разностных каналов с интервалом T имеет место паразитный на­бег фазы  обусловленный ошибкой оценки  радиальной скорости цели V, где r=0, 1, 2. Ещё один недостаток времен­ного разделения каналов - неравномерное рас­пределение во времени зондирующих пачек в реальной аппаратуре. Чем больше ошибка оценки разности интервалов зондирования во времени, тем больше ошибка по фазе. Кроме того, если цель маневрирует, т. е. радиальная скорость на интервале зондирований непо­стоянна (V≠const) , то фазовая ошибка между комплексными отсчётами ДПФ суммарного и разностных каналов будет увеличиваться. Рез­кое нарастание амплитуды во времени A, A∆1, A∆2 от зондирования к зондированию может кроме фазовых ошибок внести и амплитуд­ную ошибку. Моделирование моноимпульсных устройств показывает, что в фазовых и в фазовых суммарно-разностных системах, в которых основным носителем угловой ин­формации является разность фаз колебаний сигналов суммарного и разностных каналов, даже небольшие колебания оценок параме­тров движения приводят к существенным фа­зовым ошибкам. В традиционных «прямых» фазовых (фазовых суммарно-разностных) мо- ноимпульсных системах, в которых излучает суммарный канал, а для обработки исполь­зуются и суммарный и разностные каналы, устранение фазовых ошибок требует одновре­менного (синхронного) приёма этими канала­ми. Для реализации «обратных» фазовых (фа­зовых суммарно-разностных) моноимпульсных систем предпочтительно одновременное излучение как суммарным, так и разностными каналами, т. е. необходимо искать другие (не временные) способы разделения каналов.

Цель работы - показать принцип по­строения цифрового обратного суммарно-раз­ностного моноимпульсного доплеровского радиопеленгатора с ортогонально-частотным разделением каналов, обеспечивающего воз­можность выделения угловых рассогласова­ний цели путём вычисления отношений переотражённых от цели сигналов, одновременно излучаемых суммарным и разностными кана­лами.

Четырехканальный импульсно-доплеров- ский радиопеленгатор с цифровым диаграммообразованием на передачу и приём

Одним из известных способов разделения сигналов пространственных каналов при их одновременном излучении является частот­ное разделение, когда каждый канал излуча­ет на своей частоте [2], а при приёме сигналы всех каналов принимаются и обрабатывают­ся одним (в частности суммарным) каналом. Современные достижения в области техники цифрового формирования и обработки сигна­лов позволяют создать цифровую антенную решётку, имеющую четыре приёмопередатчи­ка (рис. 1), в каждом из которых с помощью устройств прямого цифрового синтеза фор­мируются цифровые сигналы произвольной формы. Цифровые сигналы преобразуются в аналоговую форму на несущую частоту и из­лучаются секторами антенны с номерами i=0, 1, 2, 3 . Ниже рассмотрены общие принципы формирования и обработки сигналов 4-ка­нального радиолокатора.

 

Рис. 1. Структурная схема 4-канального цифрового обратного моноимпульсного пеленгатора

 

Типовой цифровой 4-канальный импульсно-доплеровский следящий радиоло­катор может иметь в своем составе 6 основ­ных элементов: антенну из четырёх секторов, аналоговую высокочастотную часть, задаю­щий генератор, высокоскоростную цифровую часть, блок адаптивной обработки сигналов, блок выделения сигнала ошибки (ВСО). Син­тезатор частоты на основе петли фазовой ав­топодстройки частоты (ФАПЧ) задающего ге­нератора, тактируемой сигналом высокоста­бильного опорного генератора (ОГ), с помо­щью генератора, управляемого напряжением (ГУН), и умножителя частоты вырабатывает колебания сверхвысокой частоты 2fгун = f– fпр, поступающие на вход гетеродина четырех приёмо-передающих модулей (ППМ). Кроме того, частота колебаний ГУН fгун с помощью делителя понижается до опорной частоты Fоп. Эти колебания тактируют цифровые устрой­ства формирования и обработки сигналов цифровой высокоскоростной части, которая содержит 4 синтезатора прямого цифрового синтеза, формирующие цифровые комплекс­ные колебания

 

на сдвигах ча­стот суммарного и разностных каналов ∆f ∆f∆1 и ∆f∆2, а также на промежуточной частоте fпр.

Цифровые сигналы на частотах сум­марного и разностных каналов подаются на 4 сумматора, в каждом из которых они склады­ваются друг с другом, предварительно полу­чив сдвиг по фазе на 0 или 180° в зависимости от сектора антенны. В каналах секторов ан­тенны с номерами i=0, 1, 2, 3 сигнал форми­руются так:

где  - амплитуды сигналов суммар­ного и разностного каналов при зондирова­нии. Цифровые сигналы (4)-(7) преобразу­ются на промежуточную частоту путём умно­жения на колебания exp(j2πfпрn∆t), после чего их вещественные части с помощью цифро­аналогового преобразователя (ЦАП) преобра­зуются в дискретные колебания напряжения промежуточной частоты и подаются в ППМ, где с помощью фильтра промежуточной ча­стоты (ФПЧ) выделяется нужная гармоника спектра дискретного сигнала ЦАП, которая усиливается в усилителе промежуточной ча­стоты (УПЧ). Усиленный сигнал подаётся на преобразователь частоты (ПЧ), переносится на несущую частоту f0, усиливается усилите­лем мощности (УМ) и подаётся через цирку­лятор (Ц) на соответствующий каналу сектор антенны. Электромагнитные колебания, из­лученные секторами антенны в направлении, которое определяется угловыми координата­ми ε, β, можно представить в виде:

При суперпозиции полей этих сигналов в дальней зоне имеют место электромагнит­ные колебания, описываемые во времени как

Таким образом, очевидно, что, фазируя цифровые сигналы на частотах ∆f ∆f∆1 и ∆f∆2 на этапе их цифрового синтеза так, как по­казано на рис. 1, на передачу одновременно можно сформировать суммарную и две раз­ностные ДН на разных частотах f0+∆f, f0+∆f∆1 и f0+∆f∆2 .

Ортогонально-частотное разделение суммарного и разностных каналов

Очевидно, что отражённый от цели сигнал, принятый каждым сектором антенны, бу­дет состоять из суммы сигналов суммарного и разностных каналов, переотражённых от цели. После цифровой корреляционно-филь­тровой обработки спектр сигнала сектора ан­тенны с номером r' будет состоять из суммы спектров (1)-(3) сигналов суммарного и раз­ностных каналов, т. е.

где  -  спектр суммы собственных шу­мов приёмного канала r'. После выполнения операции дискретного преобразования сиг­налов во время корреляционно-фильтровой обработки сигналов с помощью ДПФ множи­тели  представляющие собой в простом случае функции рассогласо­вания вида

будут иметь максимумы в доплеровских филь­трах с номерами:

где int () - округление до ближайщего больше­го целого.

Отсюда очевидна возможность разделе­ния спектров сигналов суммарного и разност­ных каналов по частоте. Отличие такого под­хода от варианта разделения каналов по ча­стоте, описанного в [2], заключается в разносе частот каналов на величину, кратную j∆F, где j=1, 2, 3..., а ∆F=1 /N∆t - интервал разрешения по частоте Доплера (разрешающая способ­ность ДПФ), т. е. частоту, определяемую как величину обратную интервалу наблюдения сигналов по времени. Если разносы частот ∆f, ∆f∆1 и ∆f∆2 задать кратными разрешающей способности ДПФ, то, поскольку собствен­ные векторы данного преобразования ортого­нальны друг другу, спектр сигнала, например, разностного канала ∆1 будет иметь максимум в точке частоты k∆1, в которой спектры дру­гого разностного канала ∆2 или суммарного канала Σ будут равны нулю. Такой подход по­зволит минимизировать влияние каналов друг на друга. В точках максимумов k=kΣ, k=k∆1 и k=k2 при fΣ2V/c-k∆F=0 (f12V/c-k∆F=0, f∆12V/c-k∆F=0) множитель (11) с соответству­ющим индексом равен единице, т. е.

При отсутствиинеобходимости пода­вления помех можно обрабатывать спектр суммарного сигнала на приём, определяемого как

В случае, когда действует активная шу­мовая помеха (АШП), слабо коррелированная с полезным сигналом, спектр суммарного канала рассчитывается как весовая сумма:

в которой вектор весовых коэффициентов  рассчитывается как стол­бец обратной корреляционной матрицы по­мех, т. е.

[k1, k2] - интервал номеров фильтров ча­стот Доплера, в которых заведомо отсутствует сигнал, отражённый от цели, но присутствует АШП [3].

В этом случае в (15)-(17) выражение

является результирующей характеристикой направленности адаптивной антенной решёт­ки, в которой есть провалы в направлениях источников АШП, некоррелированных с полезным сигналом и друг с другом.

Учитывая (15)-(17) блок ВСО будет определять угловые рассогласования как от­ношения:

отношение «шум/сигнал» в фильтре разност­ного канала ∆1;  

отношение «шум/сигнал» в фильтре разност­ного канала ∆2;

 - от­ношение «шум/сигнал» в фильтре суммарно­го канала Σ;

Таким образом, из (20) и (21) видно, что угловые рассогласования, как и в традицион­ной моноимпульсной системе, определяются отношением разностных характеристик на­правленности к суммарной с точностью, опре­деляемой уровнями отношения «шум/сиг­нал». Исключение составляет лишь фазовая ошибка  обусловленная разносом частот, поскольку для отражателя, находяще­гося на дальности D0 на длину пути распро­странения волны 2D0, укладывается разное количество длин волн для разных частот из­лучения суммарным и разностными каналами при частотном разделении, поэтому особое значение имеет такой выбор разностей частот ∆f, ∆f∆1 и ∆f∆2, чтобы разность фазовых набе­гов 

  несущественно влияла на точность пеленгации. Например, при разносе частот в 100 Гц для отражателя, находящего­ся на дальности 80 000 м, разность набегов фаз будет составлять 19,2°. На рис. 2 показа­ны графики зависимости разности набегов фаз для разности несущих частот каналов 100, 200, 500 и 1000 Гц для точечного источ­ника, находящегося на дальностях до 100 км, а также ошибки пеленгов в плоскостях ∆1 и ∆2, вызванные этими набегами фаз. На рис. 3 показаны результаты моделирования обра­ботки смеси сигналов, отражённых от цели с тремя блестящими точками, находящими­ся на дальностях 10 000, 10 010 и 10 015 м и движущихся с радиальной скоростью 100 м/с, пассивной помехи, состоящей из двух точек, и АШП, действующей по основному лепест­ку ДН суммарного канала 4-канальной циф­ровой антенной решётки. Имитировалась ан­тенна с круглой апертурой диаметром 30 см и рабочей длиной волны 4,3 см. Мощность сигналов, имитирующих отражения от двух местных предметов, на 70 и 65 дБ превышала среднюю мощность суммы сигналов от трёх блестящих точек. Мощность АШП задавалась с превышением над средней мощностью трёх блестящих точек на 20 дБ. Результаты моде­лирования показывают, что после компенса­ции АШП наблюдается её достаточно эффек­тивное подавление, о чём свидетельствует результат ДПФ, на котором отчетливо видны пики сигналов суммарного канала пеленгато­ра и одного из разностных каналов, отражён­ных блестящими точками цели. В зависимо­сти от углового положения блестящих точек относительно РСН пики разностных каналов могут наблюдаться или не наблюдаться. Сам факт отсутствия пика ДПФ в доплеровском фильтре разностного канала может свидетель­ствовать о нахождении цели на РСН.

 

Рис. 2. Результаты расчётов фазовых ошибок

 

 

Рис. 3. Результаты ∆F ДПФ принятых сигналов до и после компенсации АШП

 

На картинной плоскости рис. 4, коор­динаты осей которой пересчитаны в градусы, показаны позиции точек пассивной помехи 1, цели 2, а также источника АШП 3. Пеленги до компенсации АШП (крестики 4), полученные при использовании традиционной суммарно­разностной обработки сигналов с формиро­ванием суммарного и разностных каналов на приём, группируются в окрестности позиции источника АШП. Оценки пеленгов, получен­ные после компенсации АШП (крестики 5) с использованием обратной суммарно-разност­ной обработки сигналов с формированием суммарного и разностных каналов на переда­чу с их ортогонально-частотным разделением на приёме, группируются в окрестностях бле­стящ их точек цели со среднеквадратическими ошибками σΔ1=0,171°, σΔ2=0,229°.

 

Рис. 4. Результаты моделирования:

1 - позиции местных предметов;

2 - позиции блестящих точек цели;

3 - позиция источника АШП;

4 - оценки пеленгов традиционным способом суммар­но-разностной обработки при наличии АШП;

5 - оценки пеленгов предложенным способом после компенсации АШП

 

Заключение

Для реализации ортогонально-частотного раз­деления каналов следует выбирать небольшой разнос частот суммарного и разностных кана­лов. Моделирование показывает, что этот раз­нос частот не должен превышать величину от одного до двух-трёх элементов разрешения по частоте Доплера. Дальнейшее увеличение раз­носа частот кроме увеличения ошибок пелен­гации, обусловленных набегом разности фаз, повлечет ещё и перемешивание пиков сигна­лов, отражённых от разных целей. Очевидно, что при реализации такого подхода имеет ме­сто потеря разрешающей способности РЛС по частоте Доплера во столько раз, сколько каналов надо разделить (в рассмотренном случае три). Кроме того РЛС, использующая обратный подход к пеленгации с частотным разделением каналов, может быть подавлена ретранслятором, искажающим угловую информацию, путём поворота фаз гармоник раз­ностных каналов, поэтому небольшой разнос частот затрудняет их разведку из-за необхо­димости увеличения интервала наблюдения, определяемого как величина, обратная разно­су частот.

Тем не менее, несмотря на некоторые отрицательные стороны, рассмотренный под­ход, в случае подавления помехой по основ­ным лепесткам ДН, позволит, компенсируя её, сохранять угловую информацию о цели и сопровождать выбранную цель. Кроме того, применение обратного подхода в цифровой антенной решётке не исключает параллельного применения и традиционного суммарно­разностного способа пеленгации.

Список литературы

1. Григорян Д. С., Абраменков А. В. Теоретические основы построения обратных моноимпульсных радиолокационных систем с повышенной помехоустойчивостью // Вестник Концерна ПВО «Алмаз-Антей». 2014. № 2. С. 68–77.

2. Лайко Е. А. Моноимпульсная пеленгация объектов относительно бортовой РЛС в инверсной бистатической системе // Информационно-измерительные и управляющие системы. 2012. № 3, т. 10. С. 29–36.

3. Вексин С. И. Компенсация помех по боковым лепесткам в доплеровских головках самонаведения // Радиотехника. 2002. № 9. С. 76–86.


Об авторах

Д. С. Григорян
Военная академия войсковой противовоздушной обороны имени маршала Советского Союза А. М. Василевского Вооруженных сил Российской Федерации
Россия

Григорян Даниел Сергеевич – кандидат технических наук, профессор кафедры стрельбы и боевой работы на ЗРС и ЗРК средней дальности

Область научных интересов: цифровые антенные решётки, цифровая обработка сигналов, цифровой спектральный анализ.

г. Смоленск



С. Н. Барсуков
Военная академия войсковой противовоздушной обороны имени маршала Советского Союза А. М. Василевского Вооруженных сил Российской Федерации
Россия

Барсуков Сергей Николаевич – кандидат технических наук, заместитель начальника кафедры стрельбы и боевой работы на ЗРС и ЗРК средней дальности

Область научных интересов: цифровые антенные решётки, цифровая обработка сигналов, цифровой спектральный анализ.

г. Смоленск



С. В. Шмонов
106 Учебный центр войск противовоздушной обороны Сухопутных войск
Россия

Шмонов Сергей Владимирович – преподаватель цикла зенитного ракетного вооружения

Область научных интересов: цифровые антенные решётки, цифровая обработка сигналов, цифровой спектральный анализ.

г. Оренбург



Для цитирования:


Григорян Д.С., Барсуков С.Н., Шмонов С.В. Обратный моноимпульсный доплеровский радиопеленгатор с ортогонально-частотным разделением каналов. Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей». 2015;(3):11-19.

For citation:


Grigoryan D.S., Barsukov S.N., Shmonov S.V. Reverse monopulse Doppler direction finder with the orthogonal frequency division multiplexing. Journal of «Almaz – Antey» Air and Space Defence Corporation. 2015;(3):11-19. (In Russ.)

Просмотров: 45


Creative Commons License
Контент доступен под лицензией Creative Commons Attribution 4.0 License.


ISSN 2542-0542 (Print)