Обратный моноимпульсный доплеровский радиопеленгатор с ортогонально-частотным разделением каналов

Введение

Защитить радиолокационный угловой дискри­минатор от помехи, действующей с направле­ния основных лепестков диаграмм направлен­ности (ДН) антенн, можно, если построить его по схеме обратного моноимпульсного ра­диолокатора [1]. Принцип построения такого радиолокатора (в отличие от традиционного «прямого» моноимпульсного радиолокатора) заключается в том, что на излучение работа­ет не только суммарный канал (излучает ан­тенна суммарного канала), но и разностные каналы (излучают антенны разностных кана­лов). При наличии помехи во время приёма сигналы обрабатываются несколькими неза­висимыми каналами, а результаты оптималь­ной обработки используются для вычисления корреляционной матрицы помехи и её после­дующего подавления весовым суммированием сигналов приёмных каналов. В разностях ам­плитуд и фаз нескомпенсированных сигналов (сигналов, переотражённых от цели), которые излучались суммарным и разностными кана­лами, содержится информация об угловых рассогласованиях цели относительно равносиг­нального направления (РСН). В [1] показано, что отражённые от цели сигналы, излученные суммарной и разностными диаграммами на­правленности, в приёмных каналах обратного моноимпульсного пеленгатора после всех про­цедур преобразования и цифровой корреляци­онно-фильтровой обработки могут быть пред­ставлены в виде дискретных спектров:

- амплитуды сигналов, определяемых уравнением радиолокации (с допущением, что за время обработки её изме­нения во времени не существенны);

P - пиковая мощность передатчика;

σ - средняя эффективная площадь рассея­ния цели на момент отражения пачки импуль­сов;

λ_∑=f_∑/c - рабочая длина волны на частоте f_∑;

λ_∆1=f_∆1/c - рабочая длина волны на часто­те f_∆1

λ_∆2=f_∆2/c - рабочая длина волны на часто­те f_∆2;

f_∑=f₀+∆f_∑ - частота излучения суммарным каналом Σ;

f_∆1=f₀+∆f_∆1 - частота излучения разностным каналом ∆1;

f_∆2=f₀+∆f∆₂ - частота излучения разностным каналом ∆2;

∆f_{∑(∆1 ∆2)} - сдвиг частоты суммарного Σ и разностных ∆1, ∆2 каналов относительно несущей частоты f₀ (в частном случае

- комплексные функции рассогласования резонансной частоты k∆F доплеровского фильтра ДПФ - дискретного преобразования Фурье с номером k и частоты Доплера цели

k - индекс частоты(номер доплеровского фильтра ДПФ);

N - количество дискретных отсчётов сиг­нала, следующих с тактом дикретизации ∆t (после выполнения процедур оцифровки с помощью аналогово-цифрового преобразова­теля - AЦП, преобразования частоты вниз и фильтрации-децимации);

∆F=∆t/N - шаг частоты фильтров ДПФ;

n - индекс временных отсчётов;

win(n) - весовая оконная функция [3];

 - оценка радиальной скорости цели;

T - временной интервал разноса излуче­ний суммарным и разностными каналами (при излучении суммарным каналом r=0, при излучении разностными каналами ∆1 ∆2, r=1 и r=2);

- спектры комплексного шума   приёмного канала с номером r' в мо­мент излучения суммарным или разностными каналами.

В [1] показано, что при временном раз­делении суммарного и разностных каналов с интервалом T имеет место паразитный на­бег фазы  обусловленный ошибкой оценки  радиальной скорости цели V, где r=0, 1, 2. Ещё один недостаток времен­ного разделения каналов - неравномерное рас­пределение во времени зондирующих пачек в реальной аппаратуре. Чем больше ошибка оценки разности интервалов зондирования во времени, тем больше ошибка по фазе. Кроме того, если цель маневрирует, т. е. радиальная скорость на интервале зондирований непо­стоянна (V≠const) , то фазовая ошибка между комплексными отсчётами ДПФ суммарного и разностных каналов будет увеличиваться. Рез­кое нарастание амплитуды во времени A_∑, A_∆1, A_∆2 от зондирования к зондированию может кроме фазовых ошибок внести и амплитуд­ную ошибку. Моделирование моноимпульсных устройств показывает, что в фазовых и в фазовых суммарно-разностных системах, в которых основным носителем угловой ин­формации является разность фаз колебаний сигналов суммарного и разностных каналов, даже небольшие колебания оценок параме­тров движения приводят к существенным фа­зовым ошибкам. В традиционных «прямых» фазовых (фазовых суммарно-разностных) мо- ноимпульсных системах, в которых излучает суммарный канал, а для обработки исполь­зуются и суммарный и разностные каналы, устранение фазовых ошибок требует одновре­менного (синхронного) приёма этими канала­ми. Для реализации «обратных» фазовых (фа­зовых суммарно-разностных) моноимпульсных систем предпочтительно одновременное излучение как суммарным, так и разностными каналами, т. е. необходимо искать другие (не временные) способы разделения каналов.

Цель работы - показать принцип по­строения цифрового обратного суммарно-раз­ностного моноимпульсного доплеровского радиопеленгатора с ортогонально-частотным разделением каналов, обеспечивающего воз­можность выделения угловых рассогласова­ний цели путём вычисления отношений переотражённых от цели сигналов, одновременно излучаемых суммарным и разностными кана­лами.

Четырехканальный импульсно-доплеров- ский радиопеленгатор с цифровым диаграммообразованием на передачу и приём

Одним из известных способов разделения сигналов пространственных каналов при их одновременном излучении является частот­ное разделение, когда каждый канал излуча­ет на своей частоте [2], а при приёме сигналы всех каналов принимаются и обрабатывают­ся одним (в частности суммарным) каналом. Современные достижения в области техники цифрового формирования и обработки сигна­лов позволяют создать цифровую антенную решётку, имеющую четыре приёмопередатчи­ка (рис. 1), в каждом из которых с помощью устройств прямого цифрового синтеза фор­мируются цифровые сигналы произвольной формы. Цифровые сигналы преобразуются в аналоговую форму на несущую частоту и из­лучаются секторами антенны с номерами i=0, 1, 2, 3 . Ниже рассмотрены общие принципы формирования и обработки сигналов 4-ка­нального радиолокатора.

Типовой цифровой 4-канальный импульсно-доплеровский следящий радиоло­катор может иметь в своем составе 6 основ­ных элементов: антенну из четырёх секторов, аналоговую высокочастотную часть, задаю­щий генератор, высокоскоростную цифровую часть, блок адаптивной обработки сигналов, блок выделения сигнала ошибки (ВСО). Син­тезатор частоты на основе петли фазовой ав­топодстройки частоты (ФАПЧ) задающего ге­нератора, тактируемой сигналом высокоста­бильного опорного генератора (ОГ), с помо­щью генератора, управляемого напряжением (ГУН), и умножителя частоты вырабатывает колебания сверхвысокой частоты 2f_гун = f₀ – f_пр, поступающие на вход гетеродина четырех приёмо-передающих модулей (ППМ). Кроме того, частота колебаний ГУН f_гун с помощью делителя понижается до опорной частоты F_оп. Эти колебания тактируют цифровые устрой­ства формирования и обработки сигналов цифровой высокоскоростной части, которая содержит 4 синтезатора прямого цифрового синтеза, формирующие цифровые комплекс­ные колебания

на сдвигах ча­стот суммарного и разностных каналов ∆f_∑ ∆f_∆1 и ∆f_∆2, а также на промежуточной частоте f_пр.

Цифровые сигналы на частотах сум­марного и разностных каналов подаются на 4 сумматора, в каждом из которых они склады­ваются друг с другом, предварительно полу­чив сдвиг по фазе на 0 или 180° в зависимости от сектора антенны. В каналах секторов ан­тенны с номерами i=0, 1, 2, 3 сигнал форми­руются так:

где  - амплитуды сигналов суммар­ного и разностного каналов при зондирова­нии. Цифровые сигналы (4)-(7) преобразу­ются на промежуточную частоту путём умно­жения на колебания exp(j2πf_прn∆t), после чего их вещественные части с помощью цифро­аналогового преобразователя (ЦАП) преобра­зуются в дискретные колебания напряжения промежуточной частоты и подаются в ППМ, где с помощью фильтра промежуточной ча­стоты (ФПЧ) выделяется нужная гармоника спектра дискретного сигнала ЦАП, которая усиливается в усилителе промежуточной ча­стоты (УПЧ). Усиленный сигнал подаётся на преобразователь частоты (ПЧ), переносится на несущую частоту f₀, усиливается усилите­лем мощности (УМ) и подаётся через цирку­лятор (Ц) на соответствующий каналу сектор антенны. Электромагнитные колебания, из­лученные секторами антенны в направлении, которое определяется угловыми координата­ми ε, β, можно представить в виде:

При суперпозиции полей этих сигналов в дальней зоне имеют место электромагнит­ные колебания, описываемые во времени как

Таким образом, очевидно, что, фазируя цифровые сигналы на частотах ∆f_∑ ∆f_∆1 и ∆f_∆2 на этапе их цифрового синтеза так, как по­казано на рис. 1, на передачу одновременно можно сформировать суммарную и две раз­ностные ДН на разных частотах f₀+∆f_∑, f₀+∆f_∆1 и f₀+∆f_∆2 .

Ортогонально-частотное разделение суммарного и разностных каналов

Очевидно, что отражённый от цели сигнал, принятый каждым сектором антенны, бу­дет состоять из суммы сигналов суммарного и разностных каналов, переотражённых от цели. После цифровой корреляционно-филь­тровой обработки спектр сигнала сектора ан­тенны с номером r' будет состоять из суммы спектров (1)-(3) сигналов суммарного и раз­ностных каналов, т. е.

где  -  спектр суммы собственных шу­мов приёмного канала r'. После выполнения операции дискретного преобразования сиг­налов во время корреляционно-фильтровой обработки сигналов с помощью ДПФ множи­тели  представляющие собой в простом случае функции рассогласо­вания вида

будут иметь максимумы в доплеровских филь­трах с номерами:

где int () - округление до ближайщего больше­го целого.

Отсюда очевидна возможность разделе­ния спектров сигналов суммарного и разност­ных каналов по частоте. Отличие такого под­хода от варианта разделения каналов по ча­стоте, описанного в [2], заключается в разносе частот каналов на величину, кратную j∆F, где j=1, 2, 3..., а ∆F=1 /N∆t - интервал разрешения по частоте Доплера (разрешающая способ­ность ДПФ), т. е. частоту, определяемую как величину обратную интервалу наблюдения сигналов по времени. Если разносы частот ∆f_∑, ∆f_∆1 и ∆f_∆2 задать кратными разрешающей способности ДПФ, то, поскольку собствен­ные векторы данного преобразования ортого­нальны друг другу, спектр сигнала, например, разностного канала ∆1 будет иметь максимум в точке частоты k_∆1, в которой спектры дру­гого разностного канала ∆2 или суммарного канала Σ будут равны нулю. Такой подход по­зволит минимизировать влияние каналов друг на друга. В точках максимумов k=k_Σ, k=k_∆1 и k=k_∆2 при f_Σ2V/c-k∆F=0 (f_∆12V/c-k∆F=0, f_∆12V/c-k∆F=0) множитель (11) с соответству­ющим индексом равен единице, т. е.

При отсутствиинеобходимости пода­вления помех можно обрабатывать спектр суммарного сигнала на приём, определяемого как

В случае, когда действует активная шу­мовая помеха (АШП), слабо коррелированная с полезным сигналом, спектр суммарного канала рассчитывается как весовая сумма:

в которой вектор весовых коэффициентов  рассчитывается как стол­бец обратной корреляционной матрицы по­мех, т. е.

[k₁, k₂] - интервал номеров фильтров ча­стот Доплера, в которых заведомо отсутствует сигнал, отражённый от цели, но присутствует АШП [3].

В этом случае в (15)-(17) выражение

является результирующей характеристикой направленности адаптивной антенной решёт­ки, в которой есть провалы в направлениях источников АШП, некоррелированных с полезным сигналом и друг с другом.

Учитывая (15)-(17) блок ВСО будет определять угловые рассогласования как от­ношения:

отношение «шум/сигнал» в фильтре разност­ного канала ∆₁;  

отношение «шум/сигнал» в фильтре разност­ного канала ∆₂;

 - от­ношение «шум/сигнал» в фильтре суммарно­го канала Σ;

Таким образом, из (20) и (21) видно, что угловые рассогласования, как и в традицион­ной моноимпульсной системе, определяются отношением разностных характеристик на­правленности к суммарной с точностью, опре­деляемой уровнями отношения «шум/сиг­нал». Исключение составляет лишь фазовая ошибка  обусловленная разносом частот, поскольку для отражателя, находяще­гося на дальности D₀ на длину пути распро­странения волны 2D₀, укладывается разное количество длин волн для разных частот из­лучения суммарным и разностными каналами при частотном разделении, поэтому особое значение имеет такой выбор разностей частот ∆f_∑, ∆f_∆1 и ∆f_∆2, чтобы разность фазовых набе­гов 

  несущественно влияла на точность пеленгации. Например, при разносе частот в 100 Гц для отражателя, находящего­ся на дальности 80 000 м, разность набегов фаз будет составлять 19,2°. На рис. 2 показа­ны графики зависимости разности набегов фаз для разности несущих частот каналов 100, 200, 500 и 1000 Гц для точечного источ­ника, находящегося на дальностях до 100 км, а также ошибки пеленгов в плоскостях ∆1 и ∆2, вызванные этими набегами фаз. На рис. 3 показаны результаты моделирования обра­ботки смеси сигналов, отражённых от цели с тремя блестящими точками, находящими­ся на дальностях 10 000, 10 010 и 10 015 м и движущихся с радиальной скоростью 100 м/с, пассивной помехи, состоящей из двух точек, и АШП, действующей по основному лепест­ку ДН суммарного канала 4-канальной циф­ровой антенной решётки. Имитировалась ан­тенна с круглой апертурой диаметром 30 см и рабочей длиной волны 4,3 см. Мощность сигналов, имитирующих отражения от двух местных предметов, на 70 и 65 дБ превышала среднюю мощность суммы сигналов от трёх блестящих точек. Мощность АШП задавалась с превышением над средней мощностью трёх блестящих точек на 20 дБ. Результаты моде­лирования показывают, что после компенса­ции АШП наблюдается её достаточно эффек­тивное подавление, о чём свидетельствует результат ДПФ, на котором отчетливо видны пики сигналов суммарного канала пеленгато­ра и одного из разностных каналов, отражён­ных блестящими точками цели. В зависимо­сти от углового положения блестящих точек относительно РСН пики разностных каналов могут наблюдаться или не наблюдаться. Сам факт отсутствия пика ДПФ в доплеровском фильтре разностного канала может свидетель­ствовать о нахождении цели на РСН.

На картинной плоскости рис. 4, коор­динаты осей которой пересчитаны в градусы, показаны позиции точек пассивной помехи 1, цели 2, а также источника АШП 3. Пеленги до компенсации АШП (крестики 4), полученные при использовании традиционной суммарно­разностной обработки сигналов с формиро­ванием суммарного и разностных каналов на приём, группируются в окрестности позиции источника АШП. Оценки пеленгов, получен­ные после компенсации АШП (крестики 5) с использованием обратной суммарно-разност­ной обработки сигналов с формированием суммарного и разностных каналов на переда­чу с их ортогонально-частотным разделением на приёме, группируются в окрестностях бле­стящ их точек цели со среднеквадратическими ошибками σ_Δ1=0,171°, σ_Δ2=0,229°.

Заключение

Для реализации ортогонально-частотного раз­деления каналов следует выбирать небольшой разнос частот суммарного и разностных кана­лов. Моделирование показывает, что этот раз­нос частот не должен превышать величину от одного до двух-трёх элементов разрешения по частоте Доплера. Дальнейшее увеличение раз­носа частот кроме увеличения ошибок пелен­гации, обусловленных набегом разности фаз, повлечет ещё и перемешивание пиков сигна­лов, отражённых от разных целей. Очевидно, что при реализации такого подхода имеет ме­сто потеря разрешающей способности РЛС по частоте Доплера во столько раз, сколько каналов надо разделить (в рассмотренном случае три). Кроме того РЛС, использующая обратный подход к пеленгации с частотным разделением каналов, может быть подавлена ретранслятором, искажающим угловую информацию, путём поворота фаз гармоник раз­ностных каналов, поэтому небольшой разнос частот затрудняет их разведку из-за необхо­димости увеличения интервала наблюдения, определяемого как величина, обратная разно­су частот.

Тем не менее, несмотря на некоторые отрицательные стороны, рассмотренный под­ход, в случае подавления помехой по основ­ным лепесткам ДН, позволит, компенсируя её, сохранять угловую информацию о цели и сопровождать выбранную цель. Кроме того, применение обратного подхода в цифровой антенной решётке не исключает параллельного применения и традиционного суммарно­разностного способа пеленгации.