Работа системы накачки заряда DC-DC преобразователя MCP1253 в режиме понижения напряжения

Введение

Интегральные регулируемые DC-DC преоб­разователи с накачкой заряда все более ши­роко применяются в различных мобильных устройствах с батарейным электропитанием. Большинство производителей электронных компонентов предлагают микросхемы, пред­назначенные для построения повышающих, понижающих или полярно-инвертирующих преобразователей. И лишь небольшое число микросхем можно использовать для получения регулируемого стабилизированного напряже­ния как в режиме понижения, так и в режи­ме повышения входного напряжения, напри­мер микросхемы MAX1759 (Maxim Integrated Products), MCP1252/3 (Microchip Technology) и LTC3245 (Linear Technology) [1-3].

В технических характеристиках MCP1253 [2] указан возможный диапазон входного на­пряжения - 2,0.. .5,5 В. При этом преобразова­тель позволяет получать выходное напряжение в диапазоне 1,5.5,5 В. Это актуально в связи с начавшимся переходом современной электро­ники на низкое напряжение 1,5 В. Однако при­водимые в описании этой микросхемы, общем с описанием ее модификации MCP1252, основ­ные технические характеристики не являются полными и не охватывают все режимы ее при­менения. Например, зависимость выходного напряжения от входного дана только для но­минального значения выходного напряжения, равного 3 В. Причем эта зависимость приве­дена лишь для микросхемы MCP1252, имею­щей тактовую частоту осциллятора 650 кГц. Для микросхемы MCP1253 того же семейства, имеющей частоту осциллятора 1 МГц, данные отсутствуют. Кроме того, отсутствуют данные по зависимости выходного напряжения от тока нагрузки при различных режимах. Аналогич­ная ситуация имеет место и с другими харак­теристиками.

Отдельно необходимо коснуться описа­ния алгоритма работы микросхемы. Из приве­денного в руководстве [2] описания MCP1252/3 нельзя получить необходимые данные об ал­горитмах работы микросхемы в различных режимах. В руководстве [2] представлен один из возможных алгоритмов работы, при этом не указано, к какому режиму он относится, а ис­пользованные в объяснении алгоритма ключи не показаны на функциональной блок-схеме. В инструкции [4] представлен только один ал­горитм работы микросхемы при понижении напряжения, однако его реализация не под­тверждена результатами измерений, а за опи­санием алгоритмов работы в других режимах дана отсылка к руководству [2], в котором эти вопросы не рассмотрены. В инструкции [4] дана схема работы системы накачки заряда (рис. 1).

Согласно приведенным в инструкциях [2, 4] описаниям, в режиме понижения напря­жения ключ SW1 всегда замкнут, а ключ SW2 всегда разомкнут, и работа микросхемы, вы­ступающей в качестве преобразователя и ста­билизатора, в установившемся режиме состо­ит из трех фаз. Первая фаза - это фаза заряда летающего конденсатора C_FLY, в течение которой замкнут ключ SW3. Она длится половину периода цикла (Т / 2) внутреннего осциллятора (Т / 2) = 500 нс. В течение первой фазы летаю­щий конденсатор подключен к входу V_IN, бла­годаря чему он и заряжается. По ее окончании открываются все ключи, начинается вторая фаза - фаза покоя. Гистерезисный компара­тор U₂ сравнивает напряжение обратной свя­зи с опорным, точнее, с напряжением, которое меньше опорного на величину гистерезисного напряжения. Если напряжение обратной связи при его понижении станет равным этому на­пряжению, преобразователь перейдет в третью фазу - фазу разряда летающего конденсатора на выходной конденсатор C_OUT и нагрузку R_L. Третья фаза реализуется путем размыкания ключа SW3 и замыкания ключа SW4 и может быть разной по продолжительности, вплоть до половины периода осциллятора. В этой фазе вновь происходит сравнение напряжения об­ратной связи с опорным, но, точнее, теперь уже с напряжением, равным опорному, плюс величина гистерезисного напряжения. Если до истечения времени, соответствующего поло­вине периода осциллятора, напряжение обрат­ной связи станет равным этому напряжению, система регулирования возвратится во вторую фазу. Если переноса заряда, осуществлявшего­ся в течение половины периода осциллятора, недостаточно до достижения верхнего порога регулирования, после сравнения микросхема переходит в первую фазу, т. е. в фазу заряда летающего конденсатора в течение половины периода.

Однако из приведенной выше информа­ции инструкций [2, 4] невозможно заключить, как будет работать система накачки заряда в режиме понижения напряжения при различ­ных токах нагрузки, а также при близких зна­чениях входного и выходного напряжения и входных напряжениях, намного б0льших вы­ходных. В этом и заключалась основная цель настоящей работы, являющейся продолжением цикла исследований, первые результаты кото­рых были представлены в работе [5]. Необхо­димо отметить, что для ее реализации потре­бовалось расширить методику исследований, использованную в работе [5] и описанную ра­нее в статьях [6-8].

Методика измерений и объект исследований

Дополнительно к ранее проведенным с помо­щью осциллографа измерениям переменной составляющей регулируемого выходного на­пряжения U_out~ и напряжения на летающем конденсаторе Ufl_y+ (напряжение между его положительным полюсом и землей) в насто­ящей работе проведено измерение напряже­ния на отрицательном полюсе летающего конденсатора Ufl_y-. Эти измерения осущест­влены при подключении к закрытому (U_fly~) и открытому (U_flyDC+ и U_flyDC-) входам осцилло­графа, что позволило существенно упростить анализ получаемых результатов и расширить возможности изучения алгоритмов работы микросхем DC-DC преобразователей с накач­кой заряда.

В связи с тем, что по результатам предва­рительных измерений было обнаружено боль­шое влияние величин и соотношений U_in и U_out, а также величин I_out на работу системы накачки заряда, были получены результаты для нескольких типовых режимов. Отметим, что при использовании входного модуля из­мерительного стенда, схематично показан­ного в статье [6], построенного на основе использования микросхемы LM317, которая является линейным стабилизатором напря­жения, есть возможность получать только 8 дискретных значений напряжения в диапазо­не 1,6.. .5,3 В. Эти значения были использованы в качестве входных напряжений исследуемого DC-DC преобразователя. Выходные напряжения DC-DC преобразователя регулировались с по­мощью цифрового потенциометра в цепи обрат­ной связи исследуемой микросхемы MCP1253. С его помощью можно получать 256 дискрет­ных значений выходного напряжения в диа­пазоне 1,6.5,3 В с малым шагом. В качестве нагрузки в настоящей работе использован ма­газин сопротивлений, позволяющий регули­ровать ток нагрузки в любом режиме с малым шагом. Наибольшие ограничения в выборе режима исследований связаны с малым коли­чеством возможных величин входного напря­жения U_in. С учетом этого обстоятельства в настоящей статье в качестве входных напряже­ний выбраны значения, близкие к максималь­ному, среднему и минимальному значениям напряжения диапазона 2,0.5,5 В, установ­ленного в руководстве [2]. Это же относится и к выходному напряжению U_out, для которо­го установлен [2] диапазон 1,5.5,5 В. Здесь дополнительно учитывалась необходимость изучения работы преобразователя как при большой, так и при малой разнице входного и выходного напряжений. Что касается величин токов нагрузки, то для каждого режима уста­навливалось до десяти значений тока нагрузки из рабочего диапазона 10.100 мА.

Вполне вероятно, что за период произ­водства микросхемы MCP1253 алгоритм рабо­ты системы накачки мог изменяться. В связи с этим отметим, что представленные ниже ре­зультаты получены для микросхемы, имеющей маркировку 1253dj/012109.

Результаты экспериментов

Режим U_in = 5,1 В, U_out = 3,5 В. Главная осо­бенность этого режима заключается в большой разнице величин входного и выходного напря­жений. На рис. 2 представлены некоторые ре­зультаты измерения для сравнительно малых токов нагрузки. В левом его поле показаны нулевые уровни сигналов. Здесь и далее не­четные цифры соответствуют напряжениям на летающем конденсаторе, а четные - напряжению на выходе. С увеличением тока нагрузки частота пульсаций выходного напряжения U_out~ увеличивается. Причем увеличение U_flyDC- на­чинается одновременно с увеличением U_{out ~}, а между их пиками напряжение Ufl_{yDC -} близко к нулю.

На рис. 3 для режимов, близких к пред­ставленным на рис. 2, показано изменение U_flyDC+. Во всех трех случаях большую часть времени напряжение U_{flyDC +} составляет около 3,5 В, что близко к выходному напряжению U_out. В моменты, соответствующие крутому увеличению U_out~, появляются пики увеличе­ния U_flyDC+. Это означает, что при заряде лета­ющего конденсатора к входному напряжению V_in одновременно подключаются как C_FLY, так и C_OUT (см. рис. 1). Такое подключение может быть реализовано с помощью замыкания клю­чей SW1, SW3 и SW4.

По истечении времени, соответствую­щего половине периода тактовых импульсов осциллятора, наступает состояние покоя, при котором замкнутым остается только ключ SW1. Компаратор U₂ сравнивает напряжение обрат­ной связи с суммарным значением опорного на­пряжения V_REF и напряжения гистерезиса. Если напряжение обратной связи достигло верхнего предела срабатывания системы регулирования, то ключи остаются в том же положении, а си­стема регулирования теперь начинает сравни­вать напряжение обратной связи с величиной, равной разности V_REF и напряжения гистере­зиса. Если после первого переноса заряда на­пряжение обратной связи не достигло верхнего предела срабатывания системы регулирования, то за первым переносом заряда должен следо­вать второй.

На рис. 4 более детально отображена ста­дия однократного заряда и отключения лета­ющего конденсатора, зарегистрированная в масштабе 1 мкс/дел. При заряде летающего конденсатора, происходящем в течение 0,5 мкс, одновременно увеличивается напряжение на выходе, а после отключения от входного напря­жения летающего конденсатора напряжение U_out начинает медленно уменьшаться. Увеличе­ние напряжения U_flyDC _ во время заряда не зави­сит от тока нагрузки и примерно равно 460 мВ.

Результаты измерений при б0льших то­ках нагрузки представлены на рис. 5. Как и при малых токах нагрузки, увеличение выходного напряжения начинается в момент начала за­ряда летающего конденсатора. С увеличени­ем тока нагрузки осуществляется переход от одиночных импульсов накачки заряда сначала к чередованию одиночных и парных импуль­сов, а затем к парным импульсам. Увеличение напряжения UflyDC+ за время одного импульса составляло примерно 480 мВ, длительность каждого импульса накачки и промежуток вре­мени между парными импульсами составили 0,5 мкс. Увеличение напряжения U_{out ~} при одиночных импульсах накачки составляло при­мерно 30 мВ, а при парных - 60 мВ. Из этого следует, что при больших токах нагрузки одно­го переноса заряда за полпериода цикла осцил­лятора для достижения верхнего предела сра­батывания системы недостаточно. Здесь имеет место второй перенос заряда длительностью также в полпериода, что и приводит к увеличе­нию верхнего предела срабатывания системы регулирования выходного напряжения.

Режим U_in = 5,1 В, U_out = 4,8 В. В этом режиме различие между входным и выходным напряжением невелико. Результаты измерений (рис. 6), как и следовало ожидать, отличаются от предыдущего режима. Парные импульсы пе­редачи заряда для этого режима наблюдались при всех токах нагрузки ниже 46 мА, при этом напряжение на выходе увеличивалось на 36 мВ. При токе 63 мА происходил переход от парных импульсов передачи заряда к тройным, а вы­ходное напряжение за три последовательные передачи заряда увеличивалось на 44 мВ. При этом в каждом импульсе напряжение на летаю­щем конденсаторе увеличивается от базового уровня, соответствующего величине выход­ного напряжения, примерно на 160.. .170 мВ, что лишь немного меньше разности Uin и Uout. Согласно полученным результатам, можно заключить, что при токах нагрузки 46 и 63 мА в этом режиме, как и в предыдущем (U_in = 5,1 В, U_out = 3,5 В), во время передачи заряда конден­саторы C_FLY и С_OUT соединены параллельно и подключены к C_in и V_in. Однако при токе 100 мА при трех последовательных импульсах пере­дачи заряда система регулирования работала в другом режиме (см. рис. 6).

Необходимо отметить, что в данном слу­чае после каждого переноса заряда в течение 500 нс летающий конденсатор отключался от выходного напряжения, что видно по большим провалам в U_flyDC+. Такой режим наступал уже при токе 77 мА. На рис. 7 формы сигналов для такого режима показаны в б0льшем масштабе по времени (1 мкс/дел). Но здесь в отличие от рис. 6 показано напряжение U_flyDC-, а не U_flyDC+. Видно, что в провалах U_flyDC- величина этого напряжения близка к нулю, что также служит подтверждением того, что при заряде летаю­щий конденсатор отключался от выходного напряжения.

Из полученных результатов, показанных на рис. 7, следует, что после первого и второго разрядов летающий конденсатор подключен к U_in параллельно (ключ SW2 замкнут, осталь­ные разомкнуты). При передаче заряда на на­грузку в данном случае летающий конденсатор включается последовательно с U_in (замкнуты ключи SW2 и SW4, остальные разомкнуты). Этот режим называется режимом удвоителя напряжения. Но даже такой режим при малой разнице входного и выходного напряжения пре­образователя за короткий промежуток времени, равный половине тактовой частоты осциллято­ра (500 нс), не может обеспечить перенос необ­ходимого заряда при большом токе нагрузки.

Для этого требуются три последователь­ных переноса заряда, обозначенные на рис. 7 как стадии 1, 3 и 5. Стадии 1, 3 и 5 - это стадии переноса заряда при работе в режиме удвои­теля напряжения, когда входное напряжение соединяется последовательно с напряжением на летающем конденсаторе (ключи SW2 и SW4 замкнуты, ключи SWl и SW3 разомкнуты). Стадии 2 и 4 - это стадии заряда летающего конденсатора. Каждая из стадий 1-4 по вре­мени соответствует длительности половины периода осциллятора (500 нс).

Гистерезисный компаратор все время сравнивает опорное напряжение с верхним пре­делом работы системы регулирования в режиме удвоителя напряжения. По этой причине стадия 5, в которой осуществлялся перенос заряда, ока­залась менее продолжительной, чем стадии 1 и 3. Для трех последовательных переносов заряда верхний предел срабатывания системы регули­рования оказался выше обычного, что привело к росту величины размаха пульсаций выход­ного напряжения до 70 мВ. Подобные формы сигналов имеют место при токах нагрузки от 77 мА вплоть до предельных значений 100 мА.

Режим U_in = 3,26 В, U_out = 3,02 В. Этот режим, как и предыдущий, относится к режи­мам с малой разностью значений входного и выходного напряжений, но в отличие от пре­дыдущего в этом режиме абсолютные значения этих напряжений ниже. На рис. 8 показаны формы напряжений при малом токе, составля­ющем всего 9 мА. Можно видеть три различ­ные стадии работы системы регулирования. После запуска начала измерений осциллографа по нисходящему фронту U_flyDC- это напряжение уменьшается до нуля, что свидетельствует об отключении C_FLY от системы регулирования (все ключи разомкнуты). В таком состоянии летающий конденсатор находится до тех пор, пока U_out~ при уменьшении не достигнет ниж­него предела срабатывания гистерезисного компаратора. Когда это происходит, летающий конденсатор переходит в стадию первого пере­носа заряда, подключаясь к входному напря­жению последовательно для работы в режиме удвоителя напряжения даже при таких малых токах. Отметим, что показанный на рис. 8 за­метный выброс U_out~ при этом подключении связан с работой ключей и не является типич­ным. Увеличение напряжения U_out~ при этом подключении составляет 45 мВ, и это является максимальной величиной при работе системы регулирования. Измерения с меньшей ценой деления по времени показали, что время пе­реноса заряда составляет 500 нс (половина периода осциллятора).

За стадией первого переноса заряда сле­дуют две другие с меньшими значениями уве­личения напряжения U_out~. После ее заверше­ния и отключения C_fly от нагрузки напряжение на летающем конденсаторе U_{flyDC -} медленно уменьшается и в момент срабатывания си­стемы регулирования по нижнему пределу гистерезисного компаратора составляет при­мерно 1,6 В. Это происходит через 38 мс с момента начала первой стадии разряда C_out~ В этот момент летающий конденсатор имеет еще значительный заряд, напряжение на нем при подключении к входному напряжению со­ставляет около 1,6 В и во время второго пере­носа заряда увеличивается примерно до 2,8 В. Во время второго переноса заряда выходной конденсатор C_OUT подключен к C_FLY, последо­вательно подключенному к входному напряже­нию V_IN. В этом случае выходное напряжение U_{out ~} увеличивается на 35 мВ, т. е. на меньшую, чем при первом заряде, величину. Вторая стадия уменьшения U_{flyDC -} длится примерно 14 мкс, а следующая за ней третья стадия уменьшения U_out~ длится еще меньше - примерно 10 мкс. После завершения третьего переноса заряда летающий конденсатор отключается от схемы (состояние покоя, все ключи разомкнуты).

С увеличением тока нагрузки характер работы системы регулирования изменяется. На рис. 9 показаны формы напряжений при токе нагрузки 45 мА. Видно, что показанная на рис. 8 трехстадийная схема работы системы сменилась на двухстадийную, в которой увели­чение U_{out ~} в 40 мВ чередуется с увеличением примерно в 34 мВ, а на U_{flyDC -} появляется сла­бо наклонное верхнее плато при напряжении примерно 2,3 В. Из-за меньшей цены деления по времени на рис. 9 хорошо видны детали пи­ков на Ufl_{yDC -}, связанные с переносом заряда. В частности, видно, что при отключении лета­ющего конденсатора для перехода в состояние покоя на ниспадающем фронте U_{flyDC -} есть уступ, который хорошо воспроизводится.

При дальнейшем увеличении тока на­грузки слабо наклонное верхнее плато на U_{fiyDC -} постепенно уменьшается и при токе 88 мА полностью исчезает (рис. 10). В каждом цикле подъем U_out~ составляет 40 мВ, он имеет место в ходе заряда C_fly, который длится 500 нс, т. е. в течение половины периода осцил­лятора. Сразу после истечения этого времени напряжение на выходе и на летающем конден­саторе начинает уменьшаться из-за перехода в обычное состояние покоя, когда все ключи разомкнуты.

Режим U_in = 2,52 В, U_out = 1,71 В. На рис. 11 представлены три комплекта форм U_flyDC- и U_out~ при трех значениях тока нагруз­ки, охватывающих весь диапазон его преоб­разования. При изменениях тока нагрузки характер U_flyDC- и U_out~ одинаков, изменяет­ся лишь частота циклов перенос заряда - от­ключение летающего конденсатора. Начало увеличения совпадает по времени с началом заряда летающего конденсатора, а оконча­ние увеличения U_out~ - с его отключением. В этом режиме характер изменения U_flyDC- и U_out~ подобен наблюдаемому для режима U_in = 5,1 В, U_out = 3,5 В, в котором входное напряжение значительно превышало выходное.

Режим U_in = 2,59 В, U_out = 2,18 В. На рис. 12 представлены некоторые результаты почти для того же значения входного напря­жения, что и в предыдущем режиме, но при более близком к входному значению выходного напряжения. С увеличением тока нагрузки для подъема выходного напряжения от нижнего до верхнего предела срабатывания системы регу­лирования осуществляется переход от одного к трем последовательным импульсам накачки заряда. При этом период пульсаций U_out~ оста­ется постоянным и равным примерно 4,3 мкс, а различие между верхним и нижним уровнями ∆U_out~ этих пульсаций изменяется немонотон­но. Если при токе нагрузки 36 мА достаточно одного переноса заряда длительностью 500 нс и при этом ∆U_out~ = 20 мВ, то при токе нагруз­ки 68 мА необходимо уже два переноса заряда, при этом ∆U_out~ = 30 мВ. При токе нагрузки 101 мА за три последовательных переноса за­ряда достигается ∆U_out~ = 22 мВ.

Из этих измерений следует, что в основу работы системы регулирования в данном ре­жиме положены не пороги срабатывания гистерезисного компаратора, а время. В режим удвоителя напряжения даже при предельных токах нагрузки система регулирования не пе­реходит.

Режим U_in = 2,17 В, U_out = 1,71 В. На рис. 13 в качестве примера показаны формы для четырех пар напряжений U_flyDC- и U_out~ при различных токах нагрузки. Видно, что и для этого режима с увеличением тока нагрузки система регулирования выходного напряжения увеличивает число последовательных импуль­сов U_flyDC-. При этом, как правило, в каждой из последовательностей амплитуда первого импульса меньше, чем остальных. Амплитуда пульсаций U_out~ имеет величину около 20 мВ, однако для различных токов нагрузки, а иногда и для одного тока нагрузки несколько отлича­ется. Система регулирования, как и в преды­дущем режиме, не переходит на работу в со­стояние удвоителя напряжения при больших токах нагрузки.

Заключение

По итогам проведенных исследований преоб­разователя напряжения MCP1253 с накачкой заряда в режиме понижения напряжения уста­новлено, что описанный в руководствах [2, 4] алгоритм работы микросхемы, состоящий из трех фаз, не отражает реального алгоритма ее работы. Даже в случае, когда напряжение на входе намного больше напряжения на выходе, перенос заряда в течение половины длительно­сти тактовых импульсов в отличие от описан­ного алгоритма осуществляется при одновре­менном подключении к входному напряжению летающего и выходного конденсаторов. При больших токах нагрузки одного переноса за цикл тактовых импульсов недостаточно, и система регулирования переходит к парным им­пульсам переноса заряда.

При высоких значениях входных и вы­ходных напряжений и малой разнице их вели­чин перенос заряда при малых токах нагрузки также осуществляется при одновременном подключении к входному напряжению лета­ющего и выходного конденсаторов и реали­зации накачки с помощью парных и тройных импульсов. Однако при токах нагрузки более 60 мА система регулирования работает в режи­ме удвоителя напряжения, причем после двух или трех последовательных переносов заряда система не переходит в состояние покоя, когда все ключи разомкнуты, а летающий конден­сатор остается подключенным к входному на­пряжению. Применение двухстадийного или трехстадийного переноса заряда в этом случае приводит к увеличению амплитуды пульсаций выходного напряжения.

При невысоких значениях входного и выходного напряжений и малой разнице меж­ду ними (V_IN = 3,26 В, V_OUT = 3,02 В) система регулирования работает в режиме удвоителя напряжения начиная с малых токов нагрузки. После трехстадийного переноса заряда в этом случае система переходит в состояние покоя (все ключи разомкнуты). С увеличением тока нагрузки система переходит к двухстадийному режиму переноса заряда, в котором переход в состояние покоя чередуется с состоянием, в котором летающий конденсатор остается подключенным к входному напряжению. При дальнейшем увеличении тока нагрузки систе­ма осуществляет регулирование только при ис­пользовании переноса заряда в режиме удвои­теля напряжения и перехода в состояние покоя. Необходимое количество переносимого заряда в этом случае достигается за счет существенного увеличения частоты циклов переноса.

При малых значениях входного напря­жения (V_IN ~ 2,5 В) и больших относительных отличиях входного напряжения от выходного система регулирования работает в режиме, ког­да при переносе заряда летающий конденсатор подключен к входному напряжению, как и во всех случаях, при которых не используется режим удвоителя напряжения. Необходимое количество переноса заряда при различных токах нагрузки за цикл реализуется как за счет увеличения числа циклов переноса в единицу времени, так и за счет уменьшения времени нахождения системы в состоянии покоя в про­межутке между циклами.

Представленные в статье результаты ис­следований получены в рамках выполнения государственного задания Министерства об­разования и науки Российской Федерации № 8.5577.2017/8.9 на выполнение проекта по теме «Исследование шумовых характеристик и пульсаций микросхем мобильных источников вторичного электропитания».