Preview

Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей»

Расширенный поиск

Работа системы накачки заряда DC-DC преобразователя MAX1759 в режиме повышения напряжения

Полный текст:

Аннотация

Проведены исследования пульсаций выходного напряжения и напряжения на летающем конденсаторе при работе микросхемы DC-DC преобразователя MAX 1759 с накачкой заряда в режиме повышения напряжения со значениями выходного напряжения 3,6 и 5,2 В при входном напряжении 3,2 В и токах нагрузки в диапазоне 5…100 мА. Анализ полученных результатов показал, что в основу управления накачкой заряда положена работа гистерезисного компаратора. Впервые подробно описан алгоритм работы системы накачки заряда

Для цитирования:


Битюков В.К., Миронов А.В., Михневич Н.Г., Петров В.А. Работа системы накачки заряда DC-DC преобразователя MAX1759 в режиме повышения напряжения. Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей». 2017;(1):48-59.

For citation:


Bityukov V.K., Mironov A.V., Mikhnevich N.G., Petrov V.A. Charge pump system operation of DC-DC converter MAX1759 in the voltage boost mode. Journal of «Almaz – Antey» Air and Space Defence Corporation. 2017;(1):48-59. (In Russ.)

Введение

Источники вторичного электропитания на базе интегральных DC-DC преобразователей с накачкой заряда находят все более широкое применение в различных мобильных устрой­ствах небольшой мощности, к которым предъ­являются высокие требования по величине КПД, малым габаритам и низкой стоимости. Микросхемы для таких источников питания выпускают ведущие зарубежные производи­тели электронных компонентов. Микросхемы DC-DC преобразователей с накачкой заряда последнего поколения применяются в сото­вых телефонах, устройствах беспроводной связи, ноутбуках и карманных компьютерах различного назначения, а также другой аппа­ратуре, где место для печатной платы ограни­чено, а уменьшение площади кремния очень важно. В связи с происходящим переходом электроники от 5 В к более низкому напряже­нию 3,3 или даже 1,2 В и существенным умень­шением КПД при понижении напряжения DC-DC преобразователей с широтно-импуль­сной модуляцией актуальна проблема созда­ния комбинированных источников вторично­го электропитания, состоящих из DC-DC пре­образователей с накачкой заряда и линейных стабилизаторов с малым падением напряже­ния [1, 2].

Однако научной литературы о принци­пах построения и схемных решениях имею­щихся DC-DC преобразователей с накачкой заряда мало, а имеющиеся публикации не охватывают все типы преобразователей. Особен­но мало сведений по микросхемам, позволя­ющим получить стабилизированное выходное напряжение как в режиме повышения, так и в режиме понижения напряжения батарей, как правило, являющихся первичными источ­никами электропитания. Отметим, что таких микросхем также крайне мало: микросхема MCP1252/3 (Microchip Technology), микро­схема MAX1759 (Maxim Integrated Products) и микросхема LTC3245 компании Linear Technology [3-5].

К сожалению, приводимые в описаниях этих микросхем основные технические харак­теристики и параметры не являются полными и охватывают не все области их применения, а упрощенные блок-схемы не дают информа­ции об алгоритме их работы. К примеру, для микросхемы MCP1252/3 зависимость выход­ного напряжения от входного дана лишь для одного номинального значения выходного на­пряжения, равного 3 В, хотя микросхема позво­ляет регулировать выходное напряжение в ди­апазоне 1,5...5,5 В. Причем эта зависимость дана для лишь для микросхемы MCP1252, имеющей тактовую частоту переключения 650 кГц, а для микросхемы MCP1253 того же семейства, имеющей частоту переключения 1 МГц, данные не приведены вовсе. Анало­гичная ситуация имеет место с другими харак­теристиками, например, с КПД, реакцией на ступенчатое изменение нагрузки, пульсациями выходного напряжения.

В журнальных статьях и другой периоди­ческой литературе сведения о методах иссле­дований и результатах изучения всего комплек­са характеристик DC-DC преобразователей с накачкой заряда отсутствуют.

Все это подтверждает наличие потреб­ности в экспериментальном определении пол­ного объема характеристик микросхем DC-DC преобразователей с накачкой заряда и выяснении алгоритма их работы. В связи с необходи­мостью получения большого количества экс­периментальной информации для проведения исследований требовалось создать аппаратуру, позволяющую получать входные напряжения в нужном диапазоне, изменять сопротивление нагрузки для получения токов до 100 мА в раз­личных режимах и обеспечивать возможность быстрого ступенчатого изменения сопротивле­ния нагрузки. Такие исследования можно было провести только на автоматизированном стен­де с использованием современной измеритель­ной техники. По этим причинам первой важ­нейшей задачей стала разработка метода таких исследований и создание аппаратуры для его реализации. Решение этой задачи и некоторые результаты исследований работы микросхемы MAX1759 в режиме понижения напряжения приведены в статьях [6, 7]. В настоящей ста­тье отражены результаты исследований работы системы накачки заряда MAX1759 в режиме повышения напряжения.

Объект исследований

В соответствии с технической документаци­ей [4] малогабаритная микросхема MAX1759, обладающая уникальной архитектурой накач­ки заряда, позволяет получать стабилизиро­ванное регулируемое выходное напряжение Uout в диапазоне 2,5.5,5 В при токе нагрузки до 100 мА и любых значениях входного на­пряжения Uin в диапазоне 1,6.5,5 В. Микро­схема является DC-DC преобразователем, стабилизирующим выходное напряжение при изменении входного напряжения в диапазо­не как выше, так и ниже выходного. Данное свойство весьма важно, например, при ис­пользовании в качестве источника питания различной малогабаритной аппаратуры бата­рей Li+, в течение срока службы изменяющих свое напряжение от 3,6 до 1,5 В. Для того что­бы получать на выходе DC-DC преобразовате­ля напряжение 3,3 В, требуется понижающий преобразователь, а при снижении напряжения батареи ниже 3,3 В - повышающий преобра­зователь. Уникальные возможности поддер­жания выходного напряжения ниже или выше входного напряжения достигаются примене­нием оригинальной схемы управления, реа­лизующей либо режим регулируемого удвои­теля напряжения (Uin < Uout), либо ключевой режим (Uin > Uout), в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки.

К сожалению, алгоритм работы микро­схемы в режимах понижения или повыше­ния входного напряжения в документации не описан. Из функциональной схемы MAX1759, представленной в работе [4] и показанной на рис. 1, следует, что в системе регулирования имеется компаратор, который сравнивает опор­ное напряжение 1,235 В с частью напряжения резистивного делителя, подключенного парал­лельно сопротивлению нагрузки. Отмечено, что когда Uin ниже, чем Uout , накачка заря­да работает как регулируемый повышающий ступеньками удвоитель напряжения, а когда Uin больше, чем Uout - как понижающий на­пряжение управляемый импульсами ключ. Указано, что в последнем случае, если ток на­грузки мал, контроллер соединяет отрицатель­ный полюс передающего заряд конденсатора с «землей», а заряд переносится путем попе­ременного подключения этого конденсатора к входному и выходному напряжению. Однако так происходит не всегда. В случае больших токов нагрузки такой режим не позволяет по­лучать нужные величины Uout , и, несмотря на то, что Uin > Uout , контроллер автоматически переводит схему накачки в режим повышения напряжения.

 

Рис. 1. Функциональная диаграмма работы микросхемы MAXY159 [4]

 

Эти общие замечания не подкреплены какими-либо численными характеристиками токов нагрузки и выходных напряжений. Фор­мы сигналов выходного напряжения в рабо­те [4] даны лишь для одного значения вход­ного напряжения при одном значении тока нагрузки. В этой связи цель настоящей рабо­ты - совместные исследования форм переменных составляющих напряжения на летающем конденсаторе Ufly и выходного напряжения Uout в режимах повышения напряжения и рас­шифровка алгоритма работы микросхемы на основе полученных результатов.

Методика измерений

Достаточно подробно методика измерений описана в статье [6]. Дополнительно надо от­метить, что в настоящей работе формы пере­менных составляющих Uout и Ufly регистрировались осциллографом GDS-72202 компании GW instek с использованием программного обеспечения FreeWave. Хотя эта программа позволяет выводить на экран монитора компьютера до десяти форм различных сигналов, для удобства анализа в экспериментах обыч­но регистрировались три пары значений ука­занных напряжений. Кроме того, имела место значительная временная нестабильность форм регистрируемых сигналов, выражающаяся в колебаниях форм осциллограмм по оси вре­мени, а также наличие на осциллограммах очень узких пиков, что наглядно отображено на рис. 2, где при регистрации форм выходного напряжения был использован режим послесве­чения со временем накопления 6 с. Результаты были получены при Uin = 3,6 В, Uout = 5,2 и значении тока нагрузки 40 мА. Нестабиль­ность работы микросхемы и отдельные пики выходного напряжения показаны и на рисун­ках в документации микросхемы [4].

Для обеспечения высокого качества ре­гистрации сигналов в настоящей статье ис­пользованы имеющиеся в осциллографе GDS-72202 возможности усреднения, цифро­вой фильтрации и однократного запуска. Полу­чающиеся при этом формы сигнала достаточно легко анализировать. Это показано на рис. 3 для того же режима, который представлен на рис. 2.

 

Рис. 2. Переменная составляющая напряжения Uout, зарегистрированная с использованием режима послесвечения

 

 

Рис. 3. Переменная составляющая напряжения Uout, зарегистрированная с использованием усреднения и цифровой фильтрации при однократном запуске осциллографа

 

Для исследования работы микросхемы MAX1759 в режиме повышения напряжения для регистрации форм сигналов было выбра­но два режима, отличавшихся величинами выходных напряжений. При входном напряже­нии Uin = 3,2 В для различных токов нагрузки были зарегистрированы формы сигналов при выходном напряжении, равном 3,6 и 5,2 В. Результаты экспериментов Режим Uin = 3,2 В; Uout = 3,6 В. Формы переменных составляющих сигналов реги­стрировались в стационарных условиях ра­боты DC-DC преобразователя с разными то­ками нагрузки, установленными в диапазоне 5.106 мА. Цифровая фильтрация не исполь­зовалась, усреднение составляло 256 значе­ний.

На каждом из приведенных далее ри­сунков показаны по три пары этих сигналов. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала Ufly она везде составляет 1 В, а для Uout - 50 мВ. Цены деления по оси времени на каждом рисунке были одинаковыми, но от рисунка к рисунку уменьшались. Их значения приведены в подписях к рисункам.

На рис. 4 видны узкие провалы в сигна­лах Ufly и соответствующие им быстрые подъ­емы напряжения Uout. Однако из-за большой цены деления по времени на рисунке невозможно увидеть детали процесса разряда ле­тающего конденсатора и заряда выходного конденсатора. Для того чтобы это увидеть, на рис. 5 с ценой деления по времени, равной 1 мкс, эти процессы показаны более детально. Видно, что первый разряд летающего конден­сатора длится примерно 330 нс, затем следует его заряд примерно той же продолжительности по времени, и опять наступает разряд той же продолжительности. Видно, что после перво­го разряда летающий конденсатор не успевает зарядиться до исходного значения. После вто­рого разряда (см. рис. 4) летающий конденса­тор постоянно подключен к входному напря­жению, и напряжение Ufly постепенно выходит на установившееся значение. Следующий раз­ряд летающего конденсатора наступает после уменьшения выходного напряжения на опре­деленную величину. Видно, что размах коле­баний Uout от пика до пика составляет при­мерно 100 мВ, в то время как напряжение Ufiy при разряде уменьшается примерно на 1,5 В. По мере увеличения тока нагрузки частота, с которой заряжается выходной конденсатор, увеличивается. Отметим, что выходное напря­жение Uout за время двух циклов разряд-заряд летающего конденсатора изменялось немоно­тонно (см. рис. 5).

 

Рис. 4. Переменные составляющие (50 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 5,1 мА; 3, 4 – 12,2 мА; 5, 6 – 18,3 мА

 

 

Рис. 5. Формы переменных составляющих Ufly (500 мВ/дел) и Uout (50 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и токе нагрузки 5,1 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)

 

На рис. 6 показано, что при регистрации с разрешением 10 мкс/дел уже заметны два цикла разряд-заряд летающего конденсато­ра Cfly. С увеличением тока нагрузки от 26 до 39 мА периоды изменения Uout и Ufly умень­шаются от 30 до 20 мкс.

 

Рис. 6. Переменные составляющие (10 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 26 мА; 3, 4 – 33 мА; 5, 6 – 39 мА

 

При дальнейшем увеличении тока на­грузки (рис. 7 и 8) характер изменения Uout и Ufly остается тот же. На рис. 9 показано, что при токе нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений во время разрядов летающего кон­денсатора меньше, чем при значении 5 мА (см. рис. 5). Период пульсаций Uout по мере увели­чения тока нагрузки от 5 до 106 мА уменьша­ется от 150 до 7,1 мкс, а амплитуда пульсаций - примерно от 100 до 80 мВ.

 

Рис. 7. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 47 мА; 3, 4 - 56 мА; 5, 6 - 63 мА

 

 

Рис. 8. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 93 мА; 3, 4 – 98 мА; 5, 6 – 106 мА

 

 

Рис. 9. Переменные составляющие Ufly (500 мВ/дел) и Uout (50 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и токе нагрузки 106 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)

 

Режим Uin = 3,2 В; Uout = 5,2 В. В этом режиме повышения напряжения, как и в пре­дыдущем, микросхема работает в режиме удвоителя, однако разница между удвоенным входным и выходным напряжением меньше. Некоторые из полученных результатов пока­заны на рис. 10-14. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала Ufly она везде со­ставляет 500 мВ, а для Uout - 50 мВ.

 

Рис. 10. Переменные составляющие (20 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 5,8 мА; 3, 4 - 10,5 мА; 5, 6 - 18 мА

 

 

Рис. 11. Переменные составляющие Ufly (200 мВ/дел) и Uout (20 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и токе нагрузки 5,8 мА в увеличенном масштабе по времени (2 мкс/дел)

 

 

Рис. 12. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 26 мА; 3, 4 - 33 мА; 5, 6 - 40 мА

 

 

Рис. 13. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений и Uout при различных токах нагрузки: 1, 2 - 73 мА; 3, 4 - 85 мА; 5, 6 - 88 мА

 

 

Рис. 14. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 93 мА; 3, 4 – 98 мА; 5, 6 – 106 мА

 

Из-за большой цены деления по време­ни на рис. 10 плохо видны изменения Uout и Ufly в процессах разряда и заряда летающе­го конденсатора, поэтому на рис. 11 этот про­цесс показан в увеличенном масштабе. Видно, что при наименьшем значении тока нагрузки 5,8 мА происходит два цикла разряда-заря­да Cfly. Аналогичные два цикла сохраняют­ся при увеличении тока нагрузки до 73 мА (см. рис. 12 и 13). При токе нагрузки 85 мА наряду с двойными циклами разряд-заряд по­являются и тройные, а начиная с 88 мА и до максимального тока нагрузки 106 мА каждый разряд-заряд состоит из трех циклов. Пери­од пульсаций Uout по мере увеличения тока нагрузки от 5,8 до 106 мА уменьшается от 84 до 6,2 мкс, а амплитуда пульсаций составляет примерно 70 мВ.

Сравнение рис. 11 и 14 показывает, что при значении тока нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений Uout во время разрядов летающего конденсатора меньше, чем при токе нагрузки 5,8 мА.

Анализ результатов

Из полученных результатов, часть которых от­ражена на рис. 4-14, следует, что в режиме по­вышения напряжения микросхема MAX1759, работая в режиме удвоителя напряжения, при любых значениях тока нагрузки имеет два вида пульсаций выходного напряжения. Пульсации первого вида, имеющие различ­ную частоту, зависящую от тока нагрузки, обусловлены схемой стабилизации выходно­го напряжения. В соответствии с имеющейся в работе [4] функциональной диаграммой часть выходного напряжения, снимаемая с де­лителя этого напряжения, сравнивается ком­паратором с опорным напряжением 1,235 В, и результат этого сравнения поступает на осциллятор, имеющий частоту 1,5 МГц. Ос­циллятор связан с модулем управления, осу­ществляющим переключения ключей, управ­ляющих подсоединением летающего конден­сатора емкостью 0,33 мкФ к входному или выходному напряжению, точнее, к имеющим­ся на входе и выходе конденсаторам емкостью 10 мкФ.

Время первого цикла разряд-заряд лета­ющего конденсатора составляло около 660 нс (см. рис. 5, 9 и 11), причем в этом цикле время разряда было равно времени заряда, т. е. при­мерно по 330 нс. Время второго разряда так­же составляло 330 нс, а время второго заряда определить по этим рисункам нельзя, посколь­ку при втором заряде летающий конденсатор оставался надолго подключенным к входному напряжению. Но при больших токах нагрузки (больше 85 мА) и большой разнице входного и выходного напряжения (3,2 и 5,2 В соответ­ственно) двух циклов разряд-заряд летаю­щего конденсатора не хватало для выведения выходного напряжения на нужный верхний уровень и требовалось три таких цикла (см. рис. 13, 14). Для таких режимов второй заряд летающего конденсатора и его третий разряд составляли также по 330 нс.

Таким образом, результаты эксперимен­тов показали, что цикл разряд-заряд по вре­мени составлял 660 нс, что соответствует ука­занной в документации [4] тактовой частоте осциллятора fosc микросхемы, равной 1,5 МГц. Значит, в течение половины периода импуль­сов осциллятора конденсатор разряжается, а в течение второй половины периода заря­жается.

На основе полученных результатов по формам сигналов Uout и Ufiy и приведенной на рис. 1 функциональной схемы можно пред­ставить алгоритм работы системы управления MAX1759 в режиме повышения напряжения, показанный на рис. 15. В основе этого алго­ритма лежит работа гистерезисного компа­ратора, который, как известно, имеет два порога срабатывания. Один порог имеет место при превышении опорного напряжения Uref на заданную величину AUhys1, другой - при уменьшении напряжения ниже Uref на задан­ную величину AUhys2. Согласно полученным результатам, величины этих двух порогов оди­наковы ΔUhys 1 = ΔUhys 2 = ΔUhys. Компаратор сравнивает значение напряжения в цепи об­ратной связи Ufb, снимаемое с резистивного делителя напряжения, подключенного парал­лельно нагрузке, с пороговыми значениями. При включении микросхемы компаратор пе­реходит в режим работы удвоителя напряже­ния, летающий конденсатор подключается к входному напряжению Uin параллельно с вход­ным конденсатором Cin и заряжается. Затем он последовательно с входным напряжением Uin подключается к выходному конденсатору Cout, и суммарное напряжение, состоящее из входного напряжения и напряжения на лета­ющем конденсаторе, подается на выход ми­кросхемы. После этого компаратор сравнивает напряжение обратной связи Ufb с величиной нижнего порога срабатывания (Uref - ∆Uhys).

 

Рис. 15. Алгоритм работы микросхемы MAX1759 в режиме повышения напряжения

 

Если величина Ufb больше нижнего порога срабатывания компаратора, то летающий кон­денсатор вновь подключается к входному на­пряжению.

Когда величина Ufb становится равной нижнему порогу срабатывания (Uref - ∆Uhys), тактовые импульсы осциллятора начинают про­ходить в систему управления, и в течение половины периода первого тактового импульса, т. е. за время t1 = 1/(2 fosc), летающий конден­сатор разряжается. Гистерезисный компаратор теперь начинает контролировать превышение верхнего порога срабатывания (Uref + ∆Uhys). Если напряжение обратной связи после пер­вого разряда меньше верхнего порога, то ле­тающий конденсатор вновь подключается к входному напряжению и заряжается в течение второй половины первого тактового импуль­са. Затем он вместе с входным напряжением подключается к выходному конденсатору и в течение первой половины второго тактово­го импульса разряжается. Если после этого напряжение обратной связи станет равным или больше напряжения верхнего порога сра­батывания компаратора, то компаратор от­ключает прохождение тактовых импульсов в систему управления и вновь начинает контро­лировать снижение напряжения обратной свя­зи до нижнего порога его срабатывания. Если же и после второго разряда Ufb будет оста­ваться меньше, чем (Uref + ∆Uhys), компаратор пропустит в систему управления импульсы третьего цикла.

В режимах, представленных в настоящей работе, максимальное число циклов оказалось равным трем. После превышения напряжени­ем обратной связи Ufb величины (Uref + AUhys) компаратор прекращает пропуск тактовых им­пульсов в систему управления, а летающий конденсатор остается подключенным к вход­ному напряжению. В таком состоянии он будет находиться до тех пор, пока напряже­ние обратной связи вновь не станет равным Ufb = (Uref - ∆Uhys), т. е. нижнему порогу сра­батывания гистерезисного компаратора. После этого происходит возобновление полного цик­ла управления работой микросхемы.

Необходимо отметить, что на временных зависимостях выходного напряжения Uout, на­ряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, всегда присут­ствуют более высокочастотные пульсации. Из-за большой цены деления осциллографа их не всегда можно заметить. Последнее обычно имеет место в документации на микросхемы [3-5]. В этой документации в лучшем слу­чае на участке повышения Uout можно уви­деть лишь небольшой всплеск, состоящий из острых максимума и минимума. В настоящей статье этим пульсациям уделено большее вни­мание (см. рис. 7, 8, 12-14, в увеличенном мас­штабе - рис. 5, 9 и 11). Согласно рис. 5, 9, 11, острые максимумы в Uout соответствуют на­чалу разрядов летающего конденсатора, а их острые минимумы - окончанию его разряда и началу заряда.

Кроме этих двух пиков есть еще пики меньшей амплитуды. Проведенные измерения показали, что амплитуда пиков при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В отличается от амплитуды при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В. Причина происхож­дения этих более высокочастотных пульсаций в настоящее время не ясна. Компоновка печат­ной платы авторов данной статьи в основном соответствовала рекомендациям [4]. В каче­стве выходного конденсатора Cout = 10 мкФ был использован рекомендованный производи­телем микросхемы керамический конденсатор компании TDK, имеющий низкое эквивалент­ное последовательное сопротивление, вели­чина которого меньше 10-2 Ом при частотах до 2 МГц и меньше 10-1 Ом при частотах до 100 МГц.

Заключение

Проведенные исследования микросхемы MAX1759 показали, что в основу управления накачкой заряда положена работа гистерезисного компаратора. Величина гистерезиса и частота пульсаций выходного напряжения зависят от величин входного и выходного на­пряжений. Времена разряда и заряда в каждом цикле равны 330 нс, что соответствует так­товой частоте осциллятора, равной 1,5 МГц. Для повышения выходного напряжения от нижнего до верхнего порога гистерезиса в ис­следованных в работе режимах требовалось два или три цикла разряд-заряд летающего конденсатора.

Наряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, в про­цессе передачи заряда от летающего конден­сатора к выходному имеют место более высокочастотные всплески выходного напряжения. Для выяснения их происхождения требуются дополнительные исследования.

Список литературы

1. Kularatna N., Kankanamge K. Supercapacitors Enhance LDO Efficiency. Part 1: Low Noise Power Supplies // Power Electronics. 2011. April 1. P. 7.

2. Kularatna N., Kankanamge K. Supercapacitors Enhance LDO Efficiency, Part 2: Implementation Issues // Power Electronics. 2011. May 1. P. 5.

3. Low Noise, Positive-Regulated Charge Pump MCP1252/3. Datasheet DS2175A. Microchip Technology. 2002. P. 18.

4. Buck/Boost Regulating Charge Pump in μMAX, MAX1759. Datasheet 19-1600. Maxim Integrated Products. 2000. P. 10.

5. Wide VIN Range, Low Noise, 250 mA Buck-Bust Charge-Pump LTC3245, Datasheet 3245a. Linear Technology. 2013. P. 18.

6. Битюков В.К., Иванов А.А., Миронов А.В., Михневич Н.Г., Перфильев В.С., Петров В.А. Исследование характеристик микросхем источников вторичного электропитания с накачкой заряда // Радиотехника. 2017. № 2. С. 126-134.

7. Битюков В.К., Иванов А.А., Миронов А.В., Михневич Н.Г., Перфильев В.С., Петров В.А. Стенд для исследования характеристик микросхем источников вторичного электропитания с накачкой заряда // Российский технологический журнал. 2016. Т. 4. № 3 (12). С. 37-52.


Об авторах

В. К. Битюков
Московский технологический университет (МИРЭА)
Россия


А. В. Миронов
Московский технологический университет (МИРЭА)
Россия


Н. Г. Михневич
Московский технологический университет (МИРЭА)
Россия


В. А. Петров
Московский технологический университет (МИРЭА)
Россия


Для цитирования:


Битюков В.К., Миронов А.В., Михневич Н.Г., Петров В.А. Работа системы накачки заряда DC-DC преобразователя MAX1759 в режиме повышения напряжения. Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей». 2017;(1):48-59.

For citation:


Bityukov V.K., Mironov A.V., Mikhnevich N.G., Petrov V.A. Charge pump system operation of DC-DC converter MAX1759 in the voltage boost mode. Journal of «Almaz – Antey» Air and Space Defence Corporation. 2017;(1):48-59. (In Russ.)

Просмотров: 41


Creative Commons License
Контент доступен под лицензией Creative Commons Attribution 4.0 License.


ISSN 2542-0542 (Print)