Двухканальный линейный излучатель на основе полуоткрытого желобкового волновода

С появлением средств воздушного напа­дения, летящих на больших сверхзвуковых ско­ростях, возникает вопрос уменьшения времени, затрачиваемого на их обнаружение, захват и со­провождение. Для повышения темпа обновления информации в радиолокационной станции (РЛС) кругового обзора можно увеличить скорость вра­щения антенны, однако при модернизации дан­ный подход трудно реализуем из-за ограничений потенциала, как правило, уже имеющейся систе­мы вращения. В то же время введением дополнительного канала в систему РЛС, а также приме­няя современные методы и средства обработки сигнала, можно получить большее количество информации за один оборот антенны, что экви­валентно повышению темпа обзора. Изменения конструкции подобного рода хоть и достаточно обширны, но вполне реализуемы. Одна из задач, которую потребуется при этом решить, относит­ся к модернизации антенной системы.

Как известно, в некоторых станциях кру­гового обзора, таких как 9С18М1-3 и 9С15МД, в качестве элемента фазированной антенной решетки (ФАР), определяющего диаграмму направленности (ДН) в азимутальной плос­кости, используется конструкция, описанная в [1-4], которая представляет собой линейный излучатель на основе полуоткрытого желобкового волновода (Ш-волновод), один конец которого подключен к возбудителю, другой - к согласованной нагрузке, в котором вдоль продольной оси на дне в шахматном порядке размещено n металлических неоднородностей длиной l (рис. 1).

В нерезонансных антеннах бегущей вол­ны подобного типа может возбуждаться па­разитный «зеркальный» луч [5], являющийся следствием отражения от противоположного конца. Именно поэтому там размещают со­гласованную нагрузку, однако в контексте по­ставленной задачи можно вместо нее распо­ложить дополнительный возбудитель (рис. 2), с помощью которого получится сформировать вспомогательный «зеркальный» луч для до­полнительного канала.

К основным требованиям, которые будут предъявляться к такому устройству, можно отнести максимально возможный угол разне­сения максимумов ДН основного и вспомогательного «зеркального» луча от нормали (не менее 20° ± 1°) при сохранении низкого уровня боковых лепестков (УБЛ) ниже минус 30 дБ (по мощности).

Согласно [4], для отклонения максимума ДН на угол θ расстояние между неоднородно­стями должно удовлетворять условию

где λ - длина волны, λ_g - длина волны в волно­воде, d - шаг расположения неоднородностей (рис. 1). Однако при увеличении угла отклоне­ния ДН θ величина d увеличивается до тех пор, пока линейная решетка не перестает удовле­творять требованию  [6], что при­ водит к появлению побочных максимумов ДН.

В то же время для отрицательных ве­личин θ значение d уменьшается, и при длине неоднородностей l = λ_g / 2 [3, 4] происходит их взаимное перекрытие, нарушающее усло­вие несимметричности, что снижает уровень излученной мощности. Длина излучающего элемента в данном случае выбирается из соображения согласования его волнового сопро­тивления с магистральной линией [7].

Таким образом, для решения поставлен­ной задачи, а именно получения ДН с требу­емыми параметрами, необходимо рассмат­ривать случай, когда длина неоднородностей определена как l = λ_g / р, при условии, что ко­эффициент укорочения p ≥ 2.

Известно, что амплитуда излученной волны единичной неоднородности, размещен­ной в профиле Ш-волновода (рис. 3), опреде­ляется функцией коэффициента связи [3]

где к(h) - коэффициент погонного затухания волны, проходящей над неоднородностью вы­сотой h и длиной l:

Длина волны в волноводе λ_g(h) = λ / γ(h) определяется через коэффициент замедления волны

Так как применение данной формулы подтверждается только в случае длины неод­нородности l = λ_g / р, где р = 2, требуется ве­рификация ее области применяемости для случаев р > 2.

Для этого с помощью программного пакета Ansys Electronics Desktop 2019, HFSS была построена модель (рис. 4) Ш-волново­да по конструкции, описанной в [1-4], рабо­тающего на частоте f₀ = 4 ГГц с размерами a = 24 мм, b = 10 мм, t = 2 мм, и проведен ана­лиз излучающих свойств размещенной в нем неоднородности.

Модель включает в себя порт возбужде­ния - 1, порт нагрузки - 2, приемный порт - 3 длиной λ/2, расположенный на расстоянии λ от излучающего края профиля Ш-волновода - 4 с неоднородностью - 5. Все элементы излуча­ющего Ш-волновода выполнены из алюминия, остальное пространство заполнено воздухом. В процессе моделирования варьируется высо­та h и длина неоднородности l(h) = λ_δ (h) /p.

На рисунке 5 показана полученная за­висимость уровня ответвляемой мощности и рассчитанные по формуле (2) значения ко­эффициентов связи от высоты неоднородности излучателя.

Так как рассматриваемые величины име­ют прямую зависимость друг от друга, при­мем в качестве коэффициента их пропорцио­нальности значение ответвляемой мощности известной неоднородности длиной λ_g (1 мм) / 2 и сопоставим их на одном графике.

Согласно полученным результатам, при­менение формулы (2) допустимо лишь в слу­чае р = 2. Для расчета коэффициентов связи при р ≥ 2 введем в (2) эмпирически подобран­ные поправочные коэффициенты:

после чего зависимость приобретает вид (рис. 6):

С учетом этого произведем расчет и мо­делирование двухканального линейного из­лучателя с амплитудным распределением  для УБЛ минус 40 дБ и углом отклонения основного лепестка рав­ным минус 20°.

Согласно (1) для отклонения ДН на угол θ = -20° расстояние между элементами долж­но быть

При таком значении d на профиле дли­ной 34 · λ можно разместить 75 неоднородно­стей. При этом, чтобы выполнялось условие отсутствия взаимного перекрытия, их длина должна составлять l = λ_g (0) / 4 =24,3. На дан­ном этапе при расчетах берется длина волны в пустом волноводе, т.к. значения h_n еще неиз­вестны.

Для расчета высот неоднородностей воспользуемся формулами из [3]:

В полученном распределении высоты неод­нородностей h_n ≤8 мм (рис. 7), при этом мак­симальная ошибка α' не превышает 0,2 дБ (рис. 6).

Зная распределение по высотам, можно восстановить амплитудное распределение, в том числе и при осуществлении возбуждения излу­чателя с противоположной стороны (рис. 8):

Из рис. 8 видно, что возбуждение с про­тивоположной стороны искажает амплитуд­ное распределение, снижая вклад последних излучателей. В то же время прогнозируемая при этом диаграмма направленности (рис. 9) характеризуется приемлемым УБЛ и шириной, что может найти применение в РЛС.

С использованием полученных значений h_n, d, I была построена модель двухканаль­ного линейного излучателя (рис. 10), возбу­ждение которого осуществляется через торец портом P1, стенка противоположного торца выступает в роли нагрузки, заданной портом P2. Для получения второй диаграммы направ­ленности необходимо изменить направление излучения портов. Для определения парамет­ров амплитуды и фазы излучения в ближней зоне задается граница излучения в виде линии, размещенной над излучающей частью Ш-вол­новода на высоте λ (Near Field Line).

На рис. 11 представлены диаграммы направленности модели в сравнении с рас­четными данными. Как видно, ДН характе­ризуется высоким УБЛ, а положение глав­ного прямого и обратного лепестка смещено от ожидаемого на 5°, что вызвано искажением фазы (рис. 12), увеличивающимся по мере рас­пространения волны через неоднородности. При этом полученное амплитудное распреде­ление достаточно точно согласуется с расчет­ными данными, несмотря на принятое упро­щение при расчете l.

Вопрос компенсации фазовых искаже­ний в апертуре такого линейного излучате­ля был поднят в [3]. Исходя из соображения, что в каждой точке, где происходит ответвле­ние бегущей волны по волноводу, существуют падающая, прошедшая и ответвленные волны, удовлетворяющие условию для комплексных амплитуд Е_пад = Е_пр + Е_отв, фазовое искажение, вносимое каждой неоднородностью, представ­ляется как совокупность двух типов искажений , слагаемые которой мож­но представить линейными функциями от вы­соты неоднородности h:

Таким образом, при фиксированной дли­не неоднородностей l = λ_g (h) / 2 фазовые ис­кажения можно компенсировать их неэквиди­стантным размещением, которое определяется соотношением:

где γ(0) - коэффициент замедления пустого Ш-волновода, u, ν - рассчитанные на основе экспериментального фазового распределения коэффициенты [3].

Определим величину d_n для случая l = λ_g (h) / р. при р ≥ 2. Для этого фазу излученной волны нулевой и первой неоднородности пред­ставим следующими выражениями:

где π/р и 2π/p - набег фазы до центра и на всей длине нулевой неоднородности; δΦ^tr₀ - искаже­ние фазы волны, проходящей через нулевую неоднородность; δΦ^rad₀ и δΦ^rad₁ - искажение фазы волны, излученной соответствующей неоднородностью; π - учет переворота фазы на противоположной стороне гребня Ш-волно-вода [4];   -  набег фазы на пу­стом участке волновода.

Для отклонения луча на угол θ должно выполняться условие Φ^rad₁ - δΦ^rad₀ = d₁ sin θ, откуда получим:

с учетом (3) межэлементное расстояние между неоднородностями можно записать как:

Таким образом, полученное выраже­ние позволяет рассчитать распределение d_n для компенсации фазового искажения, вноси­мого неоднородностями любой длины, опреде­ляемой как l_n = λ_g (h) / р. В частности, при р = 2 мы получим выражение (5).

Для компенсации фазовых искажений в функциях (4) необходимо определить коэф­фициенты u и ν, для чего можно воспользо­ваться выражениями [3]:

В данном случае они равны u = -35,181 м^-1, ν = 56,488 м^-1. Полученное рас­пределение d_n представлено на рисунке 13.

Так как изменилось распределение поло­жений неоднородностей d_n, значения h_n также должны измениться. В свою очередь, длина неоднородностей должна быть изменена в со­ответствии с соотношением l_n = λ_g (h_n) / р.

В результате коррекции наблюдает­ся уменьшение величины фазовой ошибки, что улучшает параметры ДН (рис. 14, 15), од­нако соответствие в полной мере поставленной задаче по-прежнему не достигнуто.

При повторении операции фазовой кор­рекции по описанной методике достигнуто дальнейшее снижение влияния фазового ис­кажения (рис. 16, 17), при этом полученные ДН характеризуются правильным углом отклонения и низким УБЛ, не превышающим минус 30 дБ.

Имеющаяся тенденция к снижению фазо­вого искажения сохраняется при дальнейших итерациях в меньшей степени и в итоге схо­дится к одним значениям, мало отличающимся от полученных, что объясняется имеющейся нелинейной составляющей искажения, описан­ной в [3]. Однако строгий учет данных попра­вок с использованием приведенной в [3] ме­тодики невозможен ввиду уменьшения длины неоднородностей, что будет являться предме­том дальнейшего исследования. Тем не менее на практике уже на второй итерации результат вполне удовлетворяет критериям поставлен­ной задачи.

Заключение

Полученная в результате проведенных работ структура распределения неоднородностей на дне полуоткрытого желобкового волновода позволяет реализовать излучатель с двумя диа­граммами направленности, формирующимися в зависимости от направления возбуждения. Свойства полученных ДН позволяют рассмат­ривать данный излучатель как один из основ­ных элементов при разработке двухканальной ФАР РЛС с увеличенным темпом обзора.