Preview

Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей»

Расширенный поиск

Компенсация миграции сигналов целей в многоканальном согласованном фильтре

https://doi.org/10.38013/2542-0542-2021-3-69-78

Полный текст:

Аннотация

Предложен способ компенсации миграции сигналов целей по дальности в разных периодах пачки импульсов при осуществлении внутрипериодной согласованной фильтрации, позволяющий уменьшить потери при длительном накоплении сигналов, особенно актуальный для сигналов с высокой чувствительностью к смещению по частоте Доплера, для которых предполагается многоканальное по данному параметру построение фильтра сжатия. По результатам имитационного моделирования на примере сигнала с нелинейной частотной модуляцией проведен анализ эффективности компенсации миграции, даны рекомендации по объединению каналов фильтра сжатия со встроенным компенсатором миграции.

Для цитирования:


Елагина К.А. Компенсация миграции сигналов целей в многоканальном согласованном фильтре. Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей». 2021;(3):69-78. https://doi.org/10.38013/2542-0542-2021-3-69-78

For citation:


Elagina K.A. Compensation of target signal migration in the multichannel matched filter. Journal of «Almaz – Antey» Air and Space Defence Corporation. 2021;(3):69-78. (In Russ.) https://doi.org/10.38013/2542-0542-2021-3-69-78

Введение

Для целей, движущихся с большими радиальными скоростями, отраженный сигнал в периодах пачки импульсов наблюдается в разных каналах дальности [1, 2]. Причем такой эффект имеет место для сигналов с внутриимпульсной модуляцией. Для сигналов без внутриимпульсной модуляции компенсация миграции целей (КМЦ), как правило, не требуется [3]. Для уменьшения потерь при накоплении пачки импульсов, отраженной от высокоскоростной цели, необходимо компенсировать перемещение цели, осуществив совмещение во времени сигнальных отсчетов [1–3].

В [2–3] описаны алгоритмы компенсации смещения сигналов, проводится оценка эффективности алгоритмов для случая известной скорости движения.

При этом в настоящее время не решена актуальная задача синтеза компенсаторов миграции, позволяющих компенсировать временной сдвиг при одновременном осуществлении внутриимпульсной согласованной фильтрации для случая неизвестной скорости движения цели.

Цель работы заключается в разработке алгоритма компенсации миграции сигналов целей, движущихся с неизвестной радиальной скоростью, при одновременном осуществлении согласованной фильтрации и в проведении анализа его эффективности.

Основная часть

В пачке импульсов, отраженных от движущихся целей, изменяется не только несущая частота, но и период повторения импульсов, что эквивалентно изменению задержки эхосигналов цели относительно зондирующих импульсов [2]. В результате в зависимости от радиальной скорости движения за время длительности периода цель может переместиться в соседние элементы разрешения по дальности. Такое перемещение цели в литературе называют «миграцией» цели [1–3].

Для дальнейшего корректного межпериодного накопления и устранения потерь в пороговом сигнале, возникающих за счет накопления не выровненных во времени сигналов, необходимо вводить корректировку миграции целей по дальности.

Компенсация миграции фактически заключается в совмещении сигнальных отсчетов одинаковых дискрет дальности разных периодов, в результате потери при накоплении значительно уменьшаются или полностью устраняются. Компенсация миграции осуществляется автоматически для целей с любыми радиальными скоростями, при этом основной выигрыш при такой обработке будет наблюдаться именно для высокоскоростных целей.

Рассмотрим общий случай пачки с произвольными длительностями периодов повторения импульсов на наглядном примере для сигнала с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ). Фаза ЛЧМ сигнала, отраженного от движущейся цели, в i-м периоде пачки на входе фильтра сжатия имеет вид:

i=1...N, 0≤ t ≤ T,
где T – длительность сигнала, W – ширина спектра, Fd – частота Доплера, tзi – задержка сигнала в i-м периоде пачки (начиная со 2-го периода, в 1-м периоде задержка отсутствует).

Аналогичная добавка tзi к переменной времени t фазы сигнала за счет движения цели имеет место и для других законов внутриимпульсной модуляции сигнала. В общем случае смещение сигнала по дальности эквивалентно введению задержки tзi во все переменные времени, входящие в фазу принятого эхо-сигнала, отраженного от движущейся цели.

Компенсацию миграции целей по дальности (многоканальную по задержкам) можно осуществить как во временной, так и в частотной областях [1–2], а также после и во время внутрипериодной согласованной фильтрации. В первом случае компенсация миграции может быть реализована на выходе как одноканального, так и многоканального по доплеровской частоте согласованного фильтра (МСФ). Во втором случае согласованная фильтрация с одновременной компенсацией миграции сама по себе предполагает многоканальное построение фильтра с числом каналов, позволяющих компенсировать как амплитудные потери в провалах амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) МСФ, так и смещение сигналов по дальности.

В общем случае число каналов для компенсации миграции в МСФ и на выходе МСФ различно. При применении МСФ для компенсации миграции целей более предпочтительно осуществлять коррекцию миграции одновременно с согласованной фильтрацией, поскольку в этом случае требуемое число каналов меньше, чем при осуществлении компенсации миграции после МСФ, а качество компенсации близкое. В последнем случае многоканальный КМЦ ставится в каждый доплеровский канал фильтра.

Разработка алгоритма компенсации на базе МСФ на примере ЛЧМ сигнала менее актуальна и применима на практике ввиду слабой чувствительности такого зондирующего сигнала к смещению по частоте Доплера. Поэтому далее основное внимание будет уделено именно сигналам, чувствительным к смещению по частоте Доплера, внутрипериодная обработка которых для уменьшения потерь предполагает многоканальное по данному параметру построение (например, сигналы с нелинейной частотной модуляцией (НЧМ), сигналы с псевдошумовой модуляцией фазы). Для сигнала с ЛЧМ, обладающего слабой чувствительностью к доплеровскому смещению, для уменьшения аппаратурных затрат можно рекомендовать каскадное соединение одноканального фильтра сжатия и многоканального компенсатора миграции.

Далее в расчетах в качестве зондирующего сигнала использовался чувствительный к доплеровскому смещению сигнал с НЧМ [4, 5], при оптимизации коэффициентов нелинейности ЧМ которого обеспечивается низкий и практически постоянный уровень боковых лепестков для разных баз сигналов. Для большей наглядности рисунков и простоты считалось, что сигналы в разных периодах пачки импульсов были предварительно совмещены во времени на априорно известные задержки, пропорциональные длительности периода повторения импульсов. Также за счет движения цели сигналы разных периодов имеют дополнительные априорно неизвестные смещения, которые и требуется скомпенсировать в КМЦ.

На рисунке 1 для иллюстрации миграции сигналов по дальности приведены огибающие сигналов на выходе одноканального фильтра сжатия. В качестве примера зондирующего сигнала рассмотрена пачка из 8 широкополосных НЧМ импульсов (длительность T – 80 мкс, ширина спектра W – 50 МГц, частота дискретизации fd – 100 МГц), длительность периода повторения импульсов Tp – 4 мс, частота Доплера соответствовала предельному случаю для высокоскоростных целей и равнялась 160 кГц (радиальная скорость – 8000 м/с, несущая частота РЛС – 3 ГГц). Также показана огибающая сигнала в первом периоде пачки на выходе фильтра при отсутствии смещения по частоте Доплера.

В общем случае задержка сигнала в i-м периоде пачки (начиная со 2-го периода)

 – смещение (миграция) цели за время k-го периода повторения импульсов Tpk, Vr – радиальная скорость цели, Fd – частота Доплера, c – скорость света, f0 – несущая частота.

В системах цифровой обработки сигналов аналоговые сигналы переводятся в цифровую форму, подвергаясь дискретизации по времени и квантованию по уровню. При дальнейшем изложении материала учитывалась только дискретизация сигнала.

Приближенно задержку сигнала с учетом его дискретизации по времени можно вычислить через число дискрет дальности  на которое переместится цель за время длительности пачки, отнесенное к длительности периода дискретизации:

 – размер элемента разрешения по дальности, квадратными скобками [•] обозначена операция округления, fd – частота дискретизации.

Задержка tзi в общем случае не совпадает с t*зi. Равенство имеет место при fd = W. Для рассмотренного примера данные задержки отличаются ~ в 2 раза. Однако, несмотря на данное противоречие для компенсации миграции, которая, как было отмечено выше, заключается в совмещении сигнальных отсчетов одинаковых дискрет дальности разных периодов, достаточно устранить только временные смещения t*зi, поскольку при дискретизации сигнала во времени непосредственный эффект обработки будет наблюдаться при устранении временных смещений, соответствующих целочисленным дискретам дальности.

Как видно из рисунка 1, в случае сигнала, чувствительного к доплеровскому смещению, для уменьшения амплитудных потерь и поддержания низкого уровня боковых лепестков (УБЛ) сжатого сигнала необходимо применение МСФ, кроме того, для дальнейшего корректного накопления и устранения потерь в пороговом сигнале при межпериодной обработке необходимо вводить корректировку миграции сигналов целей по дальности в разных периодах пачки импульсов.

Компенсация миграции целей при одновременном осуществлении внутрипериодной согласованной фильтрации

Поскольку скорость движения цели априорно неизвестна (соответственно, неизвестно и смещение по дальности), то необходимо многоканальное по данному параметру построение СФ (в общем случае может быть учтена и компенсация миграции по ускорению [3]). Далее рассмотрим случай обнаружения сигнала, движущегося без ускорения, компенсацию смещения будем осуществлять одновременно со сжатием сигналов во временной области путем умножения коэффициентов импульсной характеристики МСФ с равномерным расположением доплеровских каналов в широком диапазоне частот Доплера –160...160 кГц (или радиальных скоростей целей –8000...8000 м/с) в каждом периоде повторения на свой фазовый множитель, фактически зависящий от номера периода и частоты Доплера канала МСФ.

Для реализации встроенной в МСФ компенсации миграции частотные каналы равномерно располагают в заданном диапазоне частот – FdMAX … FdMAX:

 – вектор частот Доплера в каналах МСФ, FdMAX – максимальное значение частоты Доплера, Fdj = FdMSF j, j = 1...M.

Наиболее очевидным представляется выбор такого оптимального числа M каналов МСФ с КМЦ, для которого при допустимых амплитудных потерях (например, не более 0,5 дБ) в провалах результирующей АЧХ МСФ во всем диапазоне частот Доплера обеспечивается низкий и равномерный УБЛ сжатого (одиночного) сигнала по дальности и компенсируются все смещения импульсов пачки с шагом 1 дискрета дальности. При этом нужно отметить, что применение обнаружителя НЧМ сигнала с МСФ при наличии перекрывающихся сигналов близкорасположенных по дальности целей, движущихся с существенно разными радиальными скоростями (редкая, но вероятная ситуация), малоэффективно. При большем разнесении сигналов данный эффект устраняется.

В общем случае оптимальное число каналов МСФ со встроенным компенсатором миграции целей должно уточняться по результатам предварительного моделирования для заданных параметров зондирующего сигнала и диапазона радиальных скоростей обнаруживаемых целей.

Затем для каждого значения частоты Доплера в соответствующем канале Fdj рассчитывается задержка tTpзij, которая далее подставляется в выражение фаз коэффициентов МСФ со встроенной компенсацией миграции целей (1)–(2). При отключении компенсации миграции второе слагаемое в переменной времени (t + tTpзij) в (1)–(2) обнуляется.

Фазы коэффициентов импульсной характеристики МСФ в j-м канале, обеспечивающие и восстановление амплитуды, и компенсацию смещения корреляционных пиков по дальности, для ЛЧМ сигнала в i-м периоде пачки имеют вид:

 

  – число дискрет дальности, на которое переместится цель за время длительности пачки [2], этому числу дискрет с учетом дискретизации сигнала по времени соответствует задержка tTpзij, которую необходимо компенсировать,

– задержка сигнала в i-м периоде пачки (начиная со 2-го периода, в 1-м периоде задержка отсутствует) j-го канала МСФ, Fdj – частота Доплера в j-м канале МСФ, M – число каналов МСФ со встроенным компенсатором миграции,  – размер элемента разрешения по дальности, c – скорость света, fd – частота дискретизации, квадратными скобками [•] обозначена операция округления.

Фазы коэффициентов импульсной характеристики МСФ в j-м канале для НЧМ сигнала [4, 5] в i-м периоде пачки импульсов имеют вид:

 


где k1, k2 – коэффициенты нелинейности ЧМ.

 

Аналогичные рассуждения о расчете коэффициентов МСФ со встроенной компенсацией миграции справедливы также для любых других законов внутриимпульсной модуляции сигналов. В общем случае смещения сигналов, отраженных от движущейся цели, корректируются путем добавления во все переменные времени, входящие в фазы коэффициентов импульсной характеристики МСФ в j-м канале i-го периода пачки, соответствующей канальной задержки tTpзij.

Объединение каналов многоканального согласованного фильтра со встроенным компенсатором миграции целей

Далее объединение доплеровских каналов многоканального согласованного фильтра со встроенным компенсатором миграции целей рассмотрим на примере некогерентного накопления (НН) пачки из N-импульсов. При оценке эффективности алгоритмов компенсации миграции для практически интересного случая широкополосного сигнала (ШПС) и для простоты расчетов считалось, что обрабатывается эхо-сигнал, отраженный от одной блестящей точки цели. В этом случае аналитическая запись алгоритма объединения каналов после межпериодного накопления упрощается, поскольку НН отсчетов сигнала по дальности (в общем случае от неизвестного числа блестящих точек цели) опускается.

При объединении каналов многоканальной системы после межпериодной обработки традиционно применяется алгоритм на основе схемы выбора максимума:


где |xijz| – амплитуда сигнала i-го периода пачки на выходе j-го канала МСФ со встроенным компенсатором миграции в z-й дискрете дальности, M – результирующее число каналов МСФ со встроенным компенсатором миграции.

Вместо (3) по результатам расчетов автора для защиты от расширения сигнала после объединения каналов лучше применить алгоритм:

Согласно (4) при объединении каналов МСФ с КМЦ на выход в z-й дискрете дальности выдается амплитуда максимального с каналов МСФ сигнала (после межпериодной обработки), который при этом является и максимальным сигналом в скользящем по дальности окне z – Nokna...z + Nokna.

В целом алгоритм (4) эффективен как для объединения каналов компенсатора миграции целей, встроенного в МСФ, так и компенсатора миграции на выходе фильтра сжатия. Отличия заключаются в физическом смысле каналов и их числе, а также в величине Nokna. В случае компенсатора миграции, встроенного в МСФ, размер окна соответствует максимальному смещению корреляционного пика по дальности с учетом обоих знаков частоты Доплера, число отсчетов Nokna должно перекрывать диапазон смещений корреляционных пиков по дальности во всех каналах МСФ.

По результатам проведенных расчетов смещение корреляционного пика (в дискретах дальности с учетом округления) для НЧМ сигнала [4, 5] с частотой Доплера Fd превышает соответствующую величину для ЛЧМ ([fd · T · Fd / W], [6]) почти в 2 раза, поэтому далее для определенности максимальное смещение корреляционного пика по дальности Nokna примем равным 2 · [fd · T · FdMAX/ W]. Эксперименты на имитационной модели показали, что для большей эффективности (4) Nokna лучше выбирать несколько больше, при этом бесконтрольное увеличение Nokna не допускается, поскольку от величины Nokna зависят характеристики разрешения сигналов близкорасположенных по дальности целей.

Структурная схема части тракта обнаружителя сигнала со встроенным в МСФ КМЦ на примере НН приведена на рисунке 2. Задержки сигналов разных периодов для простоты опущены. Схема стабилизации вероятности ложной тревоги (СУЛТ) по шумам и пороговое устройство (ПУ) также не представлены на рисунке 2.

 

Рис. 2. Структурная схема КМЦ, встроенного в МСФ, в составе обнаружителя пачки импульсов: МСФ + КМЦ – многоканальный согласованный фильтр со встроенным КМЦ, НН – некогерентный накопитель, MAX – устройство выбора максимума без защиты / с защитой от расширения сигнала согласно (3)–(4).

 

Результаты моделирования

Эффективность предложенных алгоритмов оценена на основе результатов имитационного моделирования. Далее приведен пример объединения каналов КМЦ, встроенного в МСФ НЧМ сигнала. Для наглядности использовался ШПС в виде эквидистантной пачки из 8 импульсов, основной период повторения импульсов Tp – 4 мс. Параметры одиночного НЧМ импульса: длительность T – 80 мкс, ширина спектра W – 50 МГц, частота дискретизации fd – 100 МГц, максимальная частота Доплера Fd – 160 кГц (радиальная скорость – 8000 м/с). Для данного сигнала число каналов МСФ, равномерно распределенных в диапазоне частот Доплера –160...160 кГц, позволяющее обеспечить потери не более 0,5 дБ в провалах результирующей АЧХ МСФ, может быть равным 33 и более. Далее в расчетах использовалось увеличенное число каналов, позволяющее обеспечить более равномерный и низкий УБЛ в заданном частотном диапазоне (M = 105).

На рисунке 3 приведены огибающие сигналов после НН и объединения каналов МСФ со встроенным КМЦ согласно (3) и (4) соответственно. Номера формул указаны в легенде графика.

 

 

 

Из рисунка 3 видно, что алгоритм (4) позволяет избежать нежелательного расширения сигнала после объединения доплеровских каналов МСФ с КМЦ.

При видимой эффективности у способа объединения каналов МСФ (4) (как с компенсатором, так и без него) имеется недостаток, заключающийся в возможных потерях при обнаружении слабого сигнала от одной из нескольких близкорасположенных по дальности целей, движущихся с сильно различающимися радиальными скоростями. Данная ситуация имеет место для всех сигналов, обладающих сильной чувствительностью к доплеровскому смещению, что ограничивает применение НЧМ сигналов в широком диапазоне радиальных скоростей целей. При разнесении сигналов на |z12| < Nokna имеют место амплитудные потери для одной из целей, при |z12| > Nokna данный эффект устраняется.

Для сопоставительного анализа ниже приведены зависимости нормированных к максимальному значению амплитуд сигналов на выходе СФ и МСФ от частоты Доплера для случая одноимпульсного зондирования НЧМ сигналом (рис. 4), а также результаты для амплитуды после НН пачки из 8 НЧМ импульсов для СФ и МСФ при отсутствии и наличии встроенной компенсации миграции (рис. 5). Число каналов МСФ – 33, для МСФ со встроенной компенсацией – 105. Номера формул алгоритмов указаны в легендах графиков, в которых также отмечены результаты для СФ (SF) и МСФ (MSF) без КМЦ и с КМЦ (KMC).

 

 

 

Из рисунка 4 видно, что применение МСФ позволяет устранить амплитудные потери (не превышают 0,5 дБ), при этом уже при накоплении пачки импульсов одного МСФ недостаточно, необходимо введение компенсации миграции сигналов в периодах пачки импульсов (рис. 5, потери также не превышают 0,5 дБ). Максимальный выигрыш (для максимальной частоты Доплера) в уменьшении амплитудных потерь от применения КМЦ, встроенного в МСФ, по сравнению с его отсутствием составил ~ 14 дБ.

 

 

 

Для более полной проверки эффективности компенсации миграции и подтверждения ее работоспособности по сравнению с отсутствием такой компенсации для МСФ со встроенным КМЦ также была оценена ширина главного лепестка (ГЛ, в дискретах, по уровню –15 дБ) после межпериодного НН для пачки из 8 широкополосных ЛЧМ импульсов с ранее рассмотренными параметрами после объединения каналов МСФ с КМЦ в соответствии с (3) и (4). Результаты оценки ширины ГЛ сигнала после объединения каналов по уровню –3 дБ менее наглядны, поскольку ширина ГЛ результирующего сигнала по данному уровню практически полностью соответствует ширине ГЛ сигнала в оптимальном канале МСФ с КМЦ. Оценка ширины сигнала по существенно меньшему уровню (–15 дБ) позволяет более корректно оценить ширину сигнала, поскольку в этом случае при отсутствии защиты от расширения ширину результирующего сигнала будут определять практически все ГЛ сигналов со всех каналов МСФ с КМЦ. Полученные зависимости ширины ГЛ от доплеровского смещения входного сигнала в диапазоне –160...160 кГц (с шагом 1 кГц (50 м/с)) приведены на рисунке 6.

 

 

 

Из рисунков 5 и 6 видно, что для предложенного способа (4) во всем диапазоне частот Доплера при устранении (уменьшении) амплитудных потерь (за счет накопления выровненных во времени сигнальных отсчетов) обеспечивается практически постоянная ширина ГЛ сжатого сигнала, эффект его расширения после объединения каналов МСФ со встроенным компенсатором устраняется (5–6 дискрет для (4) против 53–107 дискрет для (3)). Фактически это означает, что ширина ГЛ сигнала после объединения каналов при применении (4) при любом пороговом уровне определяется только шириной сигнала в оптимальном канале МСФ с КМЦ.

На рисунке 7 приведена зависимость ошибки в определении времени прихода сигнала от частоты Доплера входного сигнала (как разность между номером дискреты дальности с максимальным сигналом после НН пачки НЧМ импульсов с учетом компенсации миграции в МСФ (105 каналов) и номером дискреты дальности после НН пачки НЧМ импульсов без смещения по Доплеру). Для сравнения приведена та же зависимость для одноканального СФ и МСФ без компенсации миграции, выходные сигналы которых после накопления без компенсации миграции существенно ослаблены и искажены.

 

 

 

Из рисунка 7 видно, что при введении компенсации миграции сигналов в периодах пачки смещение корреляционного пика после НН практически полностью устраняется. По результатам расчетов абсолютное значение ошибки в рассмотренном примере не превышает 1 дискрету дальности. Для числа каналов МСФ со встроенным компенсатором, равного 33, абсолютная ошибка не превышала 2 дискреты дальности. Для СФ и МСФ без компенсации миграции максимальное смещение корреляционного пика после НН составляет около 60 и 90 дискрет соответственно. 

Таким образом, на основе результатов имитационного моделирования при контроле параметров сигнала (уровень амплитуды, число отсчетов ГЛ, координата корреляционного пика) после межпериодной обработки (на примере НН) для практически интересного случая межпериодной обработки в широком диапазоне радиальных скоростей обнаруживаемых целей можно сделать вывод об эффективности компенсатора миграции в составе МСФ с защитой от расширения сигнала после объединения каналов (4).

Выводы

1. Предложено построение компенсатора миграции сигналов целей по дальности, движущихся с неизвестной радиальной скоростью, позволяющего одновременно с внутриимпульсным сжатием сигнала без дополнительного увеличения аппаратурных затрат компенсировать временные смещения сигналов (абсолютное значение ошибки в рассмотренном примере не превышает 1 дискрету дальности) и, соответственно, устранить потери в пороговом сигнале после межпериодной обработки (амплитудные потери после НН не превышают 0,5 дБ) в широком диапазоне радиальных скоростей обнаруживаемых целей. Необходимые изменения для встроенного в МСФ компенсатора миграции учитываются в коэффициентах фильтра сжатия каждого доплеровского канала в текущем периоде пачки в общем случае для любого закона внутриимпульсной модуляции. В целом способ наиболее актуален для сигналов с высокой чувствительностью к смещению по частоте Доплера.

Для рассмотренного примера ШПС с НЧМ максимальный выигрыш в уменьшении амплитудных потерь от применения КМЦ, встроенного в МСФ, по сравнению с его отсутствием составил ~ 14 дБ.

2. Для устранения дополнительного расширения сигнала после объединения доплеровских каналов фильтра сжатия для НЧМ сигнала, чувствительного к доплеровскому смещению, рекомендуется алгоритм (4). Для рассмотренного примера и порогового уровня –15 дБ выигрыш в ширине ГЛ результирующего сигнала после объединения каналов МСФ с КМЦ может достигать 10 и более раз.

 

Список литературы

1. Маркович И. И., Завтур Е. Е. Устройство цифровой обработки сигналов в импульсно-доплеровской РЛС с компенсацией миграции целей по дальности. Патент РФ 2673679, опубл.29.11.2018. Бюл. № 34.

2. Николаев А. П., Собкина Н. Ю., Кривоножко И. С. Компенсация перемещения цели при длительном накоплении радиолокаци онных сигналов // Вестник Концерна ВКО «Алмаз-Антей». 2018. № 3. С. 12–19.

3. Порсев В. И., Николаев А. П., Кривоножко И. С. Многоканальное накопление радиолокационных сигналов, отраженных от высокоскоростных целей, движущихся с ускорением // Вестник Концерна ВКО «Алмаз-Антей». 2018. № 1. С. 23–33.

4. Аксельрод Г. З., Елагина К. А. Применение сигнала с нелинейной частотной модуляцией для уменьшения потерь обнаружения // Известия высших учебных заведений России. Радиоэлектроника. 2015. № 2. С. 40–43.

5. Елагина К. А. Способы обнаружения сигналов с линейной и нелинейной частотной модуляцией со стабилизацией вероятности ложной тревоги // Цифровая обработка сигналов. 2016. № 2. С. 20–25.

6. Кук Ч. Радиолокационные сигналы. Пер. с англ. под ред. В. С. Кельзона. М.: Советское радио, 1971.


Об авторе

К. А. Елагина
Акционерное общество «НИИ измерительных приборов — Новосибирский завод имени Коминтерна»
Россия

Елагина Ксения Александровна – кандидат технических наук, научный сотрудник. Область научных интересов: обнаружение сигналов в радиолокационных системах, цифровая обработка сигналов, имитационное моделирование.

Новосибирск



Для цитирования:


Елагина К.А. Компенсация миграции сигналов целей в многоканальном согласованном фильтре. Вестник Концерна ВКО «Алмаз – Антей». 2021;(3):69-78. https://doi.org/10.38013/2542-0542-2021-3-69-78

For citation:


Elagina K.A. Compensation of target signal migration in the multichannel matched filter. Journal of «Almaz – Antey» Air and Space Defence Corporation. 2021;(3):69-78. (In Russ.) https://doi.org/10.38013/2542-0542-2021-3-69-78

Просмотров: 69


Creative Commons License
Контент доступен под лицензией Creative Commons Attribution 4.0 License.


ISSN 2542-0542 (Print)