Проведены исследования пульсаций выходного напряжения и напряжения на летающем конденсаторе при работе микросхемы DC-DC преобразователя MAX 1759 с накачкой заряда в режиме повышения напряжения со значениями выходного напряжения 3,6 и 5,2 В при входном напряжении 3,2 В и токах нагрузки в диапазоне 5…100 мА. Анализ полученных результатов показал, что в основу управления накачкой заряда положена работа гистерезисного компаратора. Впервые подробно описан алгоритм работы системы накачки заряда
The study tested output voltage pulsations and pulsations of voltage on a flying capacitor when MAX 1759 integrated circuit of DC-DC converter is pumped in a voltage boost mode with an output voltage of 3.6V and 5.2V at an input voltage of 3.2V and a load current in the range of 5...100 mA. The analysis of the results obtained shows that the hysteresis comparator is the basis for the charge pump control. The algorithm for operating the charge pump system is described for the first time in detail
Источники вторичного электропитания на базе интегральных DC-DC преобразователей с накачкой заряда находят все более широкое применение в различных мобильных устройствах небольшой мощности, к которым предъявляются высокие требования по величине КПД, малым габаритам и низкой стоимости. Микросхемы для таких источников питания выпускают ведущие зарубежные производители электронных компонентов. Микросхемы DC-DC преобразователей с накачкой заряда последнего поколения применяются в сотовых телефонах, устройствах беспроводной связи, ноутбуках и карманных компьютерах различного назначения, а также другой аппаратуре, где место для печатной платы ограничено, а уменьшение площади кремния очень важно. В связи с происходящим переходом электроники от 5 В к более низкому напряжению 3,3 или даже 1,2 В и существенным уменьшением КПД при понижении напряжения DC-DC преобразователей с широтно-импульсной модуляцией актуальна проблема создания комбинированных источников вторичного электропитания, состоящих из DC-DC преобразователей с накачкой заряда и линейных стабилизаторов с малым падением напряжения [1, 2].
Однако научной литературы о принципах построения и схемных решениях имеющихся DC-DC преобразователей с накачкой заряда мало, а имеющиеся публикации не охватывают все типы преобразователей. Особенно мало сведений по микросхемам, позволяющим получить стабилизированное выходное напряжение как в режиме повышения, так и в режиме понижения напряжения батарей, как правило, являющихся первичными источниками электропитания. Отметим, что таких микросхем также крайне мало: микросхема MCP1252/3 (Microchip Technology), микросхема MAX1759 (Maxim Integrated Products) и микросхема LTC3245 компании Linear Technology [3-5].
К сожалению, приводимые в описаниях этих микросхем основные технические характеристики и параметры не являются полными и охватывают не все области их применения, а упрощенные блок-схемы не дают информации об алгоритме их работы. К примеру, для микросхемы MCP1252/3 зависимость выходного напряжения от входного дана лишь для одного номинального значения выходного напряжения, равного 3 В, хотя микросхема позволяет регулировать выходное напряжение в диапазоне 1,5...5,5 В. Причем эта зависимость дана для лишь для микросхемы MCP1252, имеющей тактовую частоту переключения 650 кГц, а для микросхемы MCP1253 того же семейства, имеющей частоту переключения 1 МГц, данные не приведены вовсе. Аналогичная ситуация имеет место с другими характеристиками, например, с КПД, реакцией на ступенчатое изменение нагрузки, пульсациями выходного напряжения.
В журнальных статьях и другой периодической литературе сведения о методах исследований и результатах изучения всего комплекса характеристик DC-DC преобразователей с накачкой заряда отсутствуют.
Все это подтверждает наличие потребности в экспериментальном определении полного объема характеристик микросхем DC-DC преобразователей с накачкой заряда и выяснении алгоритма их работы. В связи с необходимостью получения большого количества экспериментальной информации для проведения исследований требовалось создать аппаратуру, позволяющую получать входные напряжения в нужном диапазоне, изменять сопротивление нагрузки для получения токов до 100 мА в различных режимах и обеспечивать возможность быстрого ступенчатого изменения сопротивления нагрузки. Такие исследования можно было провести только на автоматизированном стенде с использованием современной измерительной техники. По этим причинам первой важнейшей задачей стала разработка метода таких исследований и создание аппаратуры для его реализации. Решение этой задачи и некоторые результаты исследований работы микросхемы MAX1759 в режиме понижения напряжения приведены в статьях [6, 7]. В настоящей статье отражены результаты исследований работы системы накачки заряда MAX1759 в режиме повышения напряжения.
В соответствии с технической документацией [
К сожалению, алгоритм работы микросхемы в режимах понижения или повышения входного напряжения в документации не описан. Из функциональной схемы MAX1759, представленной в работе [
Рис. 1. Функциональная диаграмма работы микросхемы MAXY159 [4]
Эти общие замечания не подкреплены какими-либо численными характеристиками токов нагрузки и выходных напряжений. Формы сигналов выходного напряжения в работе [
Достаточно подробно методика измерений описана в статье [
Для обеспечения высокого качества регистрации сигналов в настоящей статье использованы имеющиеся в осциллографе GDS-72202 возможности усреднения, цифровой фильтрации и однократного запуска. Получающиеся при этом формы сигнала достаточно легко анализировать. Это показано на рис. 3 для того же режима, который представлен на рис. 2.
Рис. 2. Переменная составляющая напряжения Uout, зарегистрированная с использованием режима послесвечения
Рис. 3. Переменная составляющая напряжения Uout, зарегистрированная с использованием усреднения и цифровой фильтрации при однократном запуске осциллографа
Для исследования работы микросхемы MAX1759 в режиме повышения напряжения для регистрации форм сигналов было выбрано два режима, отличавшихся величинами выходных напряжений. При входном напряжении Uin = 3,2 В для различных токов нагрузки были зарегистрированы формы сигналов при выходном напряжении, равном 3,6 и 5,2 В. Результаты экспериментов Режим Uin = 3,2 В; Uout = 3,6 В. Формы переменных составляющих сигналов регистрировались в стационарных условиях работы DC-DC преобразователя с разными токами нагрузки, установленными в диапазоне 5.106 мА. Цифровая фильтрация не использовалась, усреднение составляло 256 значений.
На каждом из приведенных далее рисунков показаны по три пары этих сигналов. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала Ufly она везде составляет 1 В, а для Uout - 50 мВ. Цены деления по оси времени на каждом рисунке были одинаковыми, но от рисунка к рисунку уменьшались. Их значения приведены в подписях к рисункам.
На рис. 4 видны узкие провалы в сигналах Ufly и соответствующие им быстрые подъемы напряжения Uout. Однако из-за большой цены деления по времени на рисунке невозможно увидеть детали процесса разряда летающего конденсатора и заряда выходного конденсатора. Для того чтобы это увидеть, на рис. 5 с ценой деления по времени, равной 1 мкс, эти процессы показаны более детально. Видно, что первый разряд летающего конденсатора длится примерно 330 нс, затем следует его заряд примерно той же продолжительности по времени, и опять наступает разряд той же продолжительности. Видно, что после первого разряда летающий конденсатор не успевает зарядиться до исходного значения. После второго разряда (см. рис. 4) летающий конденсатор постоянно подключен к входному напряжению, и напряжение Ufly постепенно выходит на установившееся значение. Следующий разряд летающего конденсатора наступает после уменьшения выходного напряжения на определенную величину. Видно, что размах колебаний Uout от пика до пика составляет примерно 100 мВ, в то время как напряжение Ufiy при разряде уменьшается примерно на 1,5 В. По мере увеличения тока нагрузки частота, с которой заряжается выходной конденсатор, увеличивается. Отметим, что выходное напряжение Uout за время двух циклов разряд-заряд летающего конденсатора изменялось немонотонно (см. рис. 5).
Рис. 4. Переменные составляющие (50 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 5,1 мА; 3, 4 – 12,2 мА; 5, 6 – 18,3 мА
Рис. 5. Формы переменных составляющих Ufly (500 мВ/дел) и Uout (50 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и токе нагрузки 5,1 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)
На рис. 6 показано, что при регистрации с разрешением 10 мкс/дел уже заметны два цикла разряд-заряд летающего конденсатора Cfly. С увеличением тока нагрузки от 26 до 39 мА периоды изменения Uout и Ufly уменьшаются от 30 до 20 мкс.
Рис. 6. Переменные составляющие (10 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 26 мА; 3, 4 – 33 мА; 5, 6 – 39 мА
При дальнейшем увеличении тока нагрузки (рис. 7 и 8) характер изменения Uout и Ufly остается тот же. На рис. 9 показано, что при токе нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений во время разрядов летающего конденсатора меньше, чем при значении 5 мА (см. рис. 5). Период пульсаций Uout по мере увеличения тока нагрузки от 5 до 106 мА уменьшается от 150 до 7,1 мкс, а амплитуда пульсаций - примерно от 100 до 80 мВ.
Рис. 7. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 47 мА; 3, 4 - 56 мА; 5, 6 - 63 мА
Рис. 8. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 93 мА; 3, 4 – 98 мА; 5, 6 – 106 мА
Рис. 9. Переменные составляющие Ufly (500 мВ/дел) и Uout (50 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и токе нагрузки 106 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)
Режим Uin = 3,2 В; Uout = 5,2 В. В этом режиме повышения напряжения, как и в предыдущем, микросхема работает в режиме удвоителя, однако разница между удвоенным входным и выходным напряжением меньше. Некоторые из полученных результатов показаны на рис. 10-14. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала Ufly она везде составляет 500 мВ, а для Uout - 50 мВ.
Рис. 10. Переменные составляющие (20 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 5,8 мА; 3, 4 - 10,5 мА; 5, 6 - 18 мА
Рис. 11. Переменные составляющие Ufly (200 мВ/дел) и Uout (20 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и токе нагрузки 5,8 мА в увеличенном масштабе по времени (2 мкс/дел)
Рис. 12. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 - 26 мА; 3, 4 - 33 мА; 5, 6 - 40 мА
Рис. 13. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений и Uout при различных токах нагрузки: 1, 2 - 73 мА; 3, 4 - 85 мА; 5, 6 - 88 мА
Рис. 14. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 93 мА; 3, 4 – 98 мА; 5, 6 – 106 мА
Из-за большой цены деления по времени на рис. 10 плохо видны изменения Uout и Ufly в процессах разряда и заряда летающего конденсатора, поэтому на рис. 11 этот процесс показан в увеличенном масштабе. Видно, что при наименьшем значении тока нагрузки 5,8 мА происходит два цикла разряда-заряда Cfly. Аналогичные два цикла сохраняются при увеличении тока нагрузки до 73 мА (см. рис. 12 и 13). При токе нагрузки 85 мА наряду с двойными циклами разряд-заряд появляются и тройные, а начиная с 88 мА и до максимального тока нагрузки 106 мА каждый разряд-заряд состоит из трех циклов. Период пульсаций Uout по мере увеличения тока нагрузки от 5,8 до 106 мА уменьшается от 84 до 6,2 мкс, а амплитуда пульсаций составляет примерно 70 мВ.
Сравнение рис. 11 и 14 показывает, что при значении тока нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений Uout во время разрядов летающего конденсатора меньше, чем при токе нагрузки 5,8 мА.
Из полученных результатов, часть которых отражена на рис. 4-14, следует, что в режиме повышения напряжения микросхема MAX1759, работая в режиме удвоителя напряжения, при любых значениях тока нагрузки имеет два вида пульсаций выходного напряжения. Пульсации первого вида, имеющие различную частоту, зависящую от тока нагрузки, обусловлены схемой стабилизации выходного напряжения. В соответствии с имеющейся в работе [
Время первого цикла разряд-заряд летающего конденсатора составляло около 660 нс (см. рис. 5, 9 и 11), причем в этом цикле время разряда было равно времени заряда, т. е. примерно по 330 нс. Время второго разряда также составляло 330 нс, а время второго заряда определить по этим рисункам нельзя, поскольку при втором заряде летающий конденсатор оставался надолго подключенным к входному напряжению. Но при больших токах нагрузки (больше 85 мА) и большой разнице входного и выходного напряжения (3,2 и 5,2 В соответственно) двух циклов разряд-заряд летающего конденсатора не хватало для выведения выходного напряжения на нужный верхний уровень и требовалось три таких цикла (см. рис. 13, 14). Для таких режимов второй заряд летающего конденсатора и его третий разряд составляли также по 330 нс.
Таким образом, результаты экспериментов показали, что цикл разряд-заряд по времени составлял 660 нс, что соответствует указанной в документации [
На основе полученных результатов по формам сигналов Uout и Ufiy и приведенной на рис. 1 функциональной схемы можно представить алгоритм работы системы управления MAX1759 в режиме повышения напряжения, показанный на рис. 15. В основе этого алгоритма лежит работа гистерезисного компаратора, который, как известно, имеет два порога срабатывания. Один порог имеет место при превышении опорного напряжения Uref на заданную величину AUhys1, другой - при уменьшении напряжения ниже Uref на заданную величину AUhys2. Согласно полученным результатам, величины этих двух порогов одинаковы ΔUhys 1 = ΔUhys 2 = ΔUhys. Компаратор сравнивает значение напряжения в цепи обратной связи Ufb, снимаемое с резистивного делителя напряжения, подключенного параллельно нагрузке, с пороговыми значениями. При включении микросхемы компаратор переходит в режим работы удвоителя напряжения, летающий конденсатор подключается к входному напряжению Uin параллельно с входным конденсатором Cin и заряжается. Затем он последовательно с входным напряжением Uin подключается к выходному конденсатору Cout, и суммарное напряжение, состоящее из входного напряжения и напряжения на летающем конденсаторе, подается на выход микросхемы. После этого компаратор сравнивает напряжение обратной связи Ufb с величиной нижнего порога срабатывания (Uref - ∆Uhys).
Рис. 15. Алгоритм работы микросхемы MAX1759 в режиме повышения напряжения
Если величина Ufb больше нижнего порога срабатывания компаратора, то летающий конденсатор вновь подключается к входному напряжению.
Когда величина Ufb становится равной нижнему порогу срабатывания (Uref - ∆Uhys), тактовые импульсы осциллятора начинают проходить в систему управления, и в течение половины периода первого тактового импульса, т. е. за время t1 = 1/(2 fosc), летающий конденсатор разряжается. Гистерезисный компаратор теперь начинает контролировать превышение верхнего порога срабатывания (Uref + ∆Uhys). Если напряжение обратной связи после первого разряда меньше верхнего порога, то летающий конденсатор вновь подключается к входному напряжению и заряжается в течение второй половины первого тактового импульса. Затем он вместе с входным напряжением подключается к выходному конденсатору и в течение первой половины второго тактового импульса разряжается. Если после этого напряжение обратной связи станет равным или больше напряжения верхнего порога срабатывания компаратора, то компаратор отключает прохождение тактовых импульсов в систему управления и вновь начинает контролировать снижение напряжения обратной связи до нижнего порога его срабатывания. Если же и после второго разряда Ufb будет оставаться меньше, чем (Uref + ∆Uhys), компаратор пропустит в систему управления импульсы третьего цикла.
В режимах, представленных в настоящей работе, максимальное число циклов оказалось равным трем. После превышения напряжением обратной связи Ufb величины (Uref + AUhys) компаратор прекращает пропуск тактовых импульсов в систему управления, а летающий конденсатор остается подключенным к входному напряжению. В таком состоянии он будет находиться до тех пор, пока напряжение обратной связи вновь не станет равным Ufb = (Uref - ∆Uhys), т. е. нижнему порогу срабатывания гистерезисного компаратора. После этого происходит возобновление полного цикла управления работой микросхемы.
Необходимо отметить, что на временных зависимостях выходного напряжения Uout, наряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, всегда присутствуют более высокочастотные пульсации. Из-за большой цены деления осциллографа их не всегда можно заметить. Последнее обычно имеет место в документации на микросхемы [3-5]. В этой документации в лучшем случае на участке повышения Uout можно увидеть лишь небольшой всплеск, состоящий из острых максимума и минимума. В настоящей статье этим пульсациям уделено большее внимание (см. рис. 7, 8, 12-14, в увеличенном масштабе - рис. 5, 9 и 11). Согласно рис. 5, 9, 11, острые максимумы в Uout соответствуют началу разрядов летающего конденсатора, а их острые минимумы - окончанию его разряда и началу заряда.
Кроме этих двух пиков есть еще пики меньшей амплитуды. Проведенные измерения показали, что амплитуда пиков при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В отличается от амплитуды при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В. Причина происхождения этих более высокочастотных пульсаций в настоящее время не ясна. Компоновка печатной платы авторов данной статьи в основном соответствовала рекомендациям [
Проведенные исследования микросхемы MAX1759 показали, что в основу управления накачкой заряда положена работа гистерезисного компаратора. Величина гистерезиса и частота пульсаций выходного напряжения зависят от величин входного и выходного напряжений. Времена разряда и заряда в каждом цикле равны 330 нс, что соответствует тактовой частоте осциллятора, равной 1,5 МГц. Для повышения выходного напряжения от нижнего до верхнего порога гистерезиса в исследованных в работе режимах требовалось два или три цикла разряд-заряд летающего конденсатора.
Наряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, в процессе передачи заряда от летающего конденсатора к выходному имеют место более высокочастотные всплески выходного напряжения. Для выяснения их происхождения требуются дополнительные исследования.
The authors declare that there are no conflicts of interest present.